概述
现代海军角色的演变要求无线电频率（RF）舰载系统的能力越来越高，这些系统提供雷达、通信、电子攻击（EA）和电子支援（ES）功能。其结果是海军舰艇上部天线和相关硬件的激增。多功能射频（MFRF）系统的概念已经引起了人们的极大兴趣，作为扭转这一趋势的一种方法。在MFRF系统中，射频功能被整合在一组共享的电子设备和天线孔径中，这些电子设备和天线孔径利用了有源电子扫描阵列（AESA）技术。本文重点介绍了在设计和实施海军MFRF系统时需要考虑的一些问题。具体而言，首先回顾了相关射频功能的关键要求，然后讨论了由于现有硬件技术的成本和/或性能限制而导致的MFRF系统设计权衡。研究发现，硬件技术的局限性制约了实用MFRF系统的实现。介绍了在其他国家开展的MFRF系统原型开发计划。MFRF资源分配管理被确定为未来重要的研究课题。
关键词：
海军系统;多功能射频系统;有源电子转向阵列;雷达;电子支持;电子攻击;通信
现代海军角色的演变要求无线电频率（RF）舰载系统的能力越来越高，这些系统提供雷达、通信和电子战（EW）功能，包括后一种情况下的电子攻击（EA）和电子支援（ES）。其结果是海军舰艇上部天线的激增。据估计，与1980年代下水的舰艇相比，1990年代下水的舰艇的上部天线数量大约翻了一番，例如，1990年代典型的驱逐舰上的天线数量约为80个[1]。这导致了许多问题，包括相互电磁干扰增加、船舶雷达散射截面 （RCS） 更大，以及与多个独特射频系统运行相关的更高生命周期成本。
自 1990 年代后期以来，多功能射频 （MFRF） 系统的想法作为解决这一问题的一种方法引起了人们的极大兴趣。在MFRF系统中，多个射频功能被整合在一组共享的电子元件和天线孔径中。有源电子扫描阵列 （AESA） 技术是这些系统的关键推动因素。现代 AESA 的每个辐射元件都采用单独的发射 （Tx） 和/或接收 （Rx） 通道，每个发射和接收通道中分别有一个高功率放大器 （HPA） 和低噪声放大器 （LNA）。通常，每个通道中还有某种类型的波束成形元件，例如移相器或真延时 （TTD） 电路。HPA、LNA 和波束成形元件通常封装在单片微波集成电路 （MMIC） 模块中，这些模块集成在阵列结构中，以尽可能靠近辐射元件，从而最大限度地降低系统损耗。一般来说，AESA架构允许对天线孔径进行动态重新配置，包括将阵列元件划分为子阵列，以形成具有不同波束模式和波形的独立方向上的多个同步发射和/或接收波束。这提供了在相同天线孔径下支持多个射频功能所需的灵活性。
在MFRF系统中使用共享硬件，有助于通过通用资源分配管理软件对RF功能进行智能控制。一般而言，MFRF 系统中的智能资源分配管理器 （RAM） 执行关键任务，即根据给定任务场景和感测射频环境中这些功能的动态变化优先级和资源需求，自适应地将系统资产分配给射频功能。RAM控制下的系统资产大致包括波形发生器、AESA、接收器、通信调制解调器和信号/数据处理资源。波形发生器、接收机和调制解调器主要由数字和软件控制，可以快速重新配置这些资产，以提供支持的射频功能所需的波形和接收机特性。
MFRF系统的高级概念图如图1所示。所描述的一般配置具有单独的接收和发送 AESA，其优点将在第 3 节中讨论。但是，对于某些MFRF实现，结合接收和发射功能的单个孔径可能更理想。该图说明了这样一个概念，即孔径的不同部分可用于形成分配给不同射频功能的同时独立波束。在这种情况下，雷达使用发射波束照亮来袭的反舰导弹，以支持舰船的火控系统，而第二雷达发射波束则在其搜索范围内跟踪直升机。EA功能是利用第三个发射波束来干扰接近敌方战斗机的火控雷达。通过接收阵列，在卫星方向上形成接收波束以建立通信链路。ES 函数正在使用船舶目标方向的第二个接收波束。雷达正在利用另一个接收波束来捕获来自它同时照亮的直升机目标返回的信号。请注意，在此图中，波束成形任务没有明确地分解为单独的模块，因为它通常由所示资产的组合执行，具体取决于特定的系统实现。此外，通信调制解调器没有单独描述，因为它们的调制和解调功能在概念上可以包含在波形发生器和接收器模块中。
图 1.MFRF系统概念图
MFRF系统可以提供以下好处：
减少船舶RCS：通过减少上部天线的数量，减轻了天线孔径对船舶RCS的总贡献。
射频功能的性能优化：一般来说，由于射频任务的调度更加紧密集成，由中央RAM控制的射频功能套件的整体性能得到了提高。特别需要注意的是，与单独的射频子系统相比，通过较少的集中控制进行频率管理通常不是最佳情况，作为RAM波形生成控制的一部分，RF功能之间的频率使用协调可以降低相互电磁干扰的风险。
更低的集成和生命周期成本：上部天线数量和相关硬件数量的减少可以减少安装阶段的硬件集成工作和成本。此外，与使用多个单一用途射频子系统的情况相比，在MFRF系统中使用通用硬件实现射频功能可以大大降低生命周期成本，因为需要较少的独特备件、较少的维护培训以及更少的人员来操作和维护设备。
虽然MFRF系统可能产生重要的好处，但也值得注意一个潜在的风险：将射频功能整合到较少数量的天线孔径中可能会增加对单点故障的脆弱性。例如，如果MFRF系统的上部天线在战斗中被摧毁，则与天线仅支持单个RF功能时相比，整个舰船的RF功能可能会受到更严重的退化。在进行成本/效益分析时将考虑这一风险，以便为MFRF系统部署决策提供信息。
本文重点介绍了海军MFRF系统设计和实现过程中需要考虑的一系列因素和挑战，并将MFRF资源管理确定为该领域未来研究的关键课题。下一节将回顾对 MFRF 系统设计有特定影响的海军雷达、EA、ES 和通信功能的要求。在第 3 节中，总结了 MFRF 系统设计注意事项和权衡。第4节介绍了之前进行过的特定MFRF系统原型开发计划。第 5 节对 MFRF 资源管理进行了描述，结论包含在第 6 节中。在整篇论文中，假设读者对AESA的基本理论和术语有些熟悉。如果没有，可以参考许多参考文献之一，例如 [2,3,4,5]。
对MFRF系统设计影响最大的海军射频功能的特殊要求与发射和/或接收规格有关，因为这些要求可能对在多个射频功能之间共享一组通用的电子设备和天线孔径构成最大挑战。表1比较了代表海军雷达、ES、EA和通信功能的关键发射/接收要求，并在表后进行了进一步说明。
表 1.海军射频功能的发射/接收要求比较。
中的术语说明如下。
工作频率：这是指需要射频功能才能工作的频率范围。对于表中的雷达功能条目，IEEE频段名称用于表征工作频率，这是雷达领域的常见做法。为方便起见，这些名称在附件A中定义。
信号带宽：信号带宽是指射频功能必须容纳的信号的最大瞬时带宽。这一要求会影响MFRF系统接收机通道的设计，因为接收机模拟带宽以及数字化信号所需的数字转换器（ADC）的采样率必须至少等于瞬时信号带宽。值得注意的是，增加接收器带宽的一个缺点是会导致更大的系统噪声带宽，这可能使噪声限制信号检测更具挑战性。另一个可能受此要求影响的系统设计领域是阵列波束控制。如果瞬时信号带宽足够大，则可能需要TTD波束控制，而不是使用移相器进行更简单的实现。
动态范围：这是指接收机的瞬时动态范围，这是一个指标，反映了接收机适应天线输入功率电平范围的能力。它被计算为接收器可以正确测量的最强和最弱输入功率电平之比。
EIRP：有效全向辐射功率 （EIRP） 是发射功率的标准量度，计算公式为，其中 P 是发射机的峰值功率，是发射时的天线孔径增益。对于AESA天线，峰值发射机功率由所有使用的HPA的峰值功率输出的总和决定。由于 HPA 通常是 AESA 设计中最昂贵的组件，因此 EIRP 要求是最重要的 AESA 成本驱动因素之一。
单向波束宽度：表1中列出的单向波束宽度要求是指在发射或接收时形成的波束宽度，在波束主瓣模式的−3 dB点之间测量。对于同时使用Tx和Rx波束的海军雷达和通信功能，如果使用天线孔径上不同尺寸的子阵列来形成发射和接收波束，或者采用不同尺寸的单独Tx和Rx阵列，则发射和接收波束宽度可能会不同。但是，它们在实践中通常是相同的，并且出于本表的目的，假定它们是相同的。更窄的波束宽度允许更准确地定位和跟踪检测到的目标，以实现射频功能，如雷达和 ES，但在给定的搜索量下会减慢扫描过程。
占空比：表1中的占空比值是涉及信号传输的射频功能的发射波形特性。它的计算公式为哪里是传输波形的持续时间，T 是波形重复间隔。
信号极化：发射和/或接收时必须适应的信号极化对阵列中所需辐射元件的设计有重大影响。对于具有单个线性极化的信号，可以使用相对简单的辐射元件设计，而对于任何其他信号极化，则需要更复杂的双正交极化元件设计。
请注意，除了表 1 中列出的要求外，所有海军射频功能都有一个共同的要求，即在舰船甲板上方提供完全或几乎完全的半球形覆盖。以下各小节将具体讨论适用于不同射频功能的要求。
海军雷达功能大致可分为三个主要子功能：volume search （VS）、h orizonsearch （HS） 和 terminal illumination （TI）。VS涉及扫描舰艇甲板上方的上半球，主要用于探测和跟踪空中目标，尽管覆盖范围向下延伸到地平线，也可以探测较大的水面舰艇。由于空中目标可能相对较快，因此 VS 子功能旨在提供远程探测能力，以便尽快记录来袭的空中威胁。HS 更具体地侧重于探测和跟踪低仰角到地平线的目标，包括较小的地面目标和低空飞行的空中目标。该子功能的设计主要是由于需要检测超音速掠海nti-s 臀部 missile （ASM） 威胁，并有足够的预警时间部署对策。与VS相比，HS模式下的搜索范围和体积相对较小，但在处理非常小的ASM RCS值、低角度海杂波、多径干扰零点和异常传播条件（如表面管道）方面存在重大挑战。TI 是一种雷达子功能，在部署半主动导弹时支持机载火控系统。在这种情况下，雷达必须在导弹终端制导阶段照亮目标，以便导弹导引头能够锁定反射信号。
如表1所示，VS通常在L波段或S波段内的频率下工作。这些是长距离探测的首选频段，因为这些频率的信号比在较高频率下受到的降水衰减要小。相反，HS 最常采用更高的 S 波段或 X 波段频率，主要有以下两个原因：
在较低频率下，由于直接目标信号回波与海洋表面信号回波的镜面反射之间的多径干扰，在小目标仰角的仰角平面上形成的雷达传播因子存在宽零点。这将使得在HS模式下探测某些目标（如小型水面舰艇或掠海ASM）变得特别困难[6]。在这种情况下，在较高的频率下也存在多径零点，但仰角较窄，因此不利影响较小。
使用更高的频率可以用更小、更轻的天线来满足波束宽度和天线增益要求，因为波束宽度随频率成反比变化，天线增益随频率平方变化。较小天线的一个重要好处是它可以安装在船舶甲板上方的更高高度，以尽可能地延长到地平线的距离，这在 HS 模式下是可取的。
最后，TI功能在X波段频率下工作，以便与半主动导弹中通常使用的导引头兼容。传统上，在一艘船上安装了多个工作在不同频段的雷达，以共同提供 VS、HS 和 TI 功能。例如，VS 和 HS 将采用 S 波段雷达，而 TI 将使用单独的 X 波段雷达。或者，X 波段雷达将同时提供 HS 和 TI，另一个工作在 L 波段或 S 波段的雷达将用于 VS。
由于雷达回波只是发射波形的复制品，因此为 VS 和 HS 子函数列出的瞬时带宽要求反映了其发射波形的瞬时带宽。选择波形带宽以实现所需的范围分辨率，其中可获得的最高范围分辨率由下式给出跟是光速和是波形带宽。HS功能所需的瞬时带宽通常比VS的瞬时带宽稍大，因为HS采用具有更高距离分辨率的发射波形。更好的距离分辨率导致更小的有效雷达分辨率单元，因为分辨率单元区域对于低雷达掠掠角，由下式给出哪里是方位角波束宽度和是雷达范围。较小的雷达分辨率单元提供更高的跟踪精度，但更重要的是对于 HS 模式，改进了对缓慢移动的水面目标的检测，因为减少了与包含目标的分辨率单元中的目标信号回波竞争的低角度海杂波回波量。HS模式所需的瞬时带宽越大，接收器带宽就越大，如前所述，这会导致检测过程中竞争系统噪声功率的增加。然而，在雷达的情况下，只要波形带宽与接收机带宽匹配，并且在接收时应用匹配滤波（通常称为脉冲压缩），SNR（SNR）就不会受到影响。在这种情况下，信号享有成比例的更高脉冲压缩增益，即使系统噪声功率值较高，也能保持SNR。关于TI功能，瞬时带宽要求可以忽略不计，因为发射波形基本上是单色的。
VS 和 HS 子功能的接收机动态范围要求由最强的预期杂波加目标返回功率与最弱的预期目标返回功率之比决定。动态范围与 TI 子功能无关，因为此雷达模式没有接收分量。
相对于正在考虑的其他射频功能，海军雷达功能通常具有最高的 EIRP 要求。对于 VS 和 HS 子功能，所需的 EIRP 主要由操作要求驱动，这些要求决定了不同类型目标的最大检测范围。与 HS 相比，VS 的操作要求通常涉及更长的检测范围，但另一方面，HS 中一些感兴趣的目标可能具有相对较小的 RCS 值，尤其是对于 ASM 情况。如前所述，由于较低频率的传播特性更好，因此在 L 波段运行 VS 子函数所需的 EIRP 略低于在 S 波段或 X 波段运行所需的 EIRP。需要指出的是，阵列接收增益此外，雷达距离方程中还考虑了确定 VS 和 HS 子功能的目标探测能力，因为接收到的雷达信号的 SNR 与.因此，增加允许在不影响检测范围的情况下按比例降低 EIRP。为简单起见，表 1 中列出的 VS 和 HS 的 EIRP 要求基于阵列接收增益与发射增益相同的假设，雷达通常就是这种情况。TI 功能的 EIRP 规范由导弹导引头用于终端制导所需的反射目标照明的信号强度决定。
表 1 中列出的单向波束宽度要求对于 VS 和 HS 雷达子功能大致相同。可实现的最小波束宽度与阵列尺寸成反比，因此波束宽度要求直接影响AESA的尺寸。对于 VS 功能，所需的波束宽度值主要来自操作跟踪精度要求和所需的扫描重访时间。这些因素也是 HS 函数波束宽度规格的考虑因素。然而，如前所述，雷达分辨率信元尺寸对表面目标探测信杂比的影响在达到HS波束宽度要求方面也起着重要作用。对于 TI 子功能，没有独立的波束宽度要求;使用的波束宽度只是提供发射增益所需的阵列尺寸的结果，从而可以满足 EIRP 要求。
表 1 中列出的 HS 和 VS 子功能的占空比要求源于许多考虑因素，例如所需的明确范围、范围盲区的大小和平均波形功率，后者在雷达距离方程中可见到影响目标检测。这些占空比值远小于为 TI 子功能和其他射频功能列出的值。在TI函数的情况下，照明波形基本上是窄带连续波，其传输占空比可能高达100%，具体取决于半主动导弹导引头的能力。一些半主动导弹，如进化海麻雀导弹[7]，其导引头支持中断连续波照明以进行终端制导，这使得雷达TI功能能够以小于100%的占空比进行传输。
如表1所示，所有雷达功能通常使用线性垂直极化，主要是因为对HS这样做有明显的优势，而对其他海军雷达子功能使用垂直极化没有缺点。在HS模式下使用垂直极化的优点是双重的。首先，已经观察到，在雷达掠角小于几度（HS函数通常就是这种情况）和较高的海况下，垂直极化的海杂波回波小于水平极化的海杂波回波[8]。其次，由于布鲁斯特角效应，垂直偏振在低掠角下从海洋表面反射的前向镜面反射小于水平偏振[9]。在较低的镜面反射下，雷达传播因子中多径零点的形成在一定程度上减轻了对小目标仰角下的目标检测产生不利影响，尽管仍然是一个问题。
ES 功能以仅接收模式被动运行，以监控船舶周围的射频环境。此功能包括对接收到的射频信号，特别是雷达信号进行自动检测、分析、识别、分类和到达角测量。上述列表中的分析任务具体涉及测量信号波形参数，例如到达时间、频率、脉冲重复间隔、脉冲宽度和波形调制，以及确定威胁雷达参数，例如波束宽度和天线扫描重访时间。ES 功能通常可以在任何其他板载传感器之前通过其射频发射检测到接近的平台。因此，它有助于为被归类为敌对或未知的发射器提供早期威胁警报，并在必要时向火控系统提供威胁信息。此外，EA 函数依赖于从 ES 函数接收信息以最大限度地提高其有效性，特别是威胁承载，使其能够将其波束准确地指向威胁方向，以及威胁波形参数，以优化干扰技术。当同时存在多个威胁时，对 EA 功能的这种支持尤为重要。
表 1 中列出的 ES 功能工作频率是指检测射频发射所需的 ES 功能的频率范围。感兴趣的发射器包括通常在5 GHz以下工作的通信系统，通常在1-12 GHz范围内发射的监视和火控雷达，以及主要以8 GHz以上的频率辐射的有源导弹导引头。
从表1可以看出，ES功能所需的典型瞬时带宽远高于雷达子功能所列的瞬时带宽。这主要是由于ES系统可能需要检测和正确表征来自机载合成孔径雷达和低截获概率雷达等发射器的高带宽波形。值得注意的是，与雷达功能不同，接收波形没有先验知识，无法进行匹配滤波，因此，由于瞬时接收机带宽大而增加的系统噪声功率会导致灵敏度降低（即SNR降低），从而对信号检测和分析产生不利影响。ES功能可以在检测过程发生之前，通过一组窄带滤波器对在宽瞬时接收器带宽内捕获的数据进行数字再处理，从而减轻对弱窄带信号的这种影响。
ES功能所需的接收机动态范围基于接收机输入端最强的预期威胁发射器功率与接收机本底噪声功率强度对应的输入电平之比。
ES 功能没有 EIRP 要求，因为它在仅接收模式下运行。表 1 中所示的波束宽度要求适用于 AESA 在接收时形成的波束。该要求的值反映了必须测量在接收波束内检测到的入射发射的到达角 （AoA） 的精度，以便有效地确定威胁承载。然而，应该注意的是，为了确定 AoA，不一定必须由 AESA 形成光束。如果强射频信号以足够高的信噪比到达，则可以直接比较在相对较小的阵列元件子集上检测到的信号相位，并使用干涉算法进行处理，以确定具有足够精度的AoA，以满足要求。对于此类信号，该技术实现起来相对简单，基本上允许在阵列元件的整个波束宽度上进行瞬时检测和 AoA 测量，阵列元件通常表示各种角度。然而，对于微弱信号，可能需要与窄接收波束形成相关的天线增益来提高其信噪比，使其甚至可以被检测到，在这种情况下，AoA测量仅对应于进行检测的波束方向。
由于根据定义，占空比是发射波形的一个特征，因此表1中没有对无源ES功能规定占空比要求。
通常，由于可能代表潜在威胁的发射器的多样性，ES 功能必须能够检测所有极化的射频信号。例如，许多类型的军事通信系统使用圆极化。另一方面，由于前面讨论的原因，海军雷达通常使用垂直极化，而机载雷达通常采用水平极化，因为在飞机经历的较大雷达掠过角度下，与垂直极化情况相比，海杂波回波要低得多。检测所有偏振态的要求要求在AESA中使用双正交偏振辐射元件，这也使ES功能能够测量发射器的偏振特性，作为另一个识别属性。
由于其关键的任务角色，ES 功能的一个独特要求是它必须始终处于完全可操作的状态，这意味着它必须在整个任务期间持续监测射频环境，而不会因其他机载射频功能的干扰而遭受任何中断或性能下降。相比之下，其他射频功能有时可能处于非活动状态，具体取决于场景。在秘密行动期间，甚至雷达也可能被关闭。
通常，海军 EA 套件可以利用机载和机外有源设备以及机外无源诱饵，通过对威胁射频系统执行软杀伤对策来提供平台自我保护。由于 MFRF 系统是板载实现，因此仅考虑将板载有源设备所代表的 EA 套件功能部分包含在此类系统中。
EA 函数发送射频信号以干扰威胁电子系统，通常是雷达。通常采用以下通用类别的干扰技术：
噪声干扰
多个错误目标
量程门拉断 （RGPO）
角浇口拉断 （AGPO）
威胁雷达的噪声干扰旨在防止敌方平台探测到该船，或者至少在它靠近之前拒绝其射程信息，使其更容易受到反击。在威胁雷达的覆盖区域内生成多个虚假目标会使威胁平台更难识别或锁定舰船，或者可能导致威胁导弹发射时目标信息不准确。RGPO和AGPO的目标是分别在射程和角度上引诱威胁雷达的跟踪门离开船舶的特征。在火控雷达的情况下，这会导致断锁情况，从而阻止威胁导弹的发射，而对于主动导弹导引头被卡住的情况，成功的AGPO会导致威胁导弹错过目标。
在现代EA系统中，这些技术是连贯执行的，这意味着干扰器基于威胁雷达波形的数字样本传输威胁雷达波形的复制品，这些波形已被捕获并存储在内部高速数字雷达雷达（DRFM）中[10]。因此，干扰波形在威胁雷达中享有与原始雷达信号相同的脉冲压缩增益，从而减少了有效干扰功率所需的干扰功率。干扰器还可以在重新传输之前修改复制品，例如添加时间延迟以有效地将范围偏移赋予虚假目标。在噪声干扰的情况下，可以产生所谓的“点”噪声，其带宽与DRFM中捕获的波形的带宽相匹配，以确保将全部干扰功率注入威胁雷达的瞬时带宽。
如表 1 所示，EA 函数的操作频率范围对应于 EA 函数可能需要干扰的各种威胁系统的频率。最大的威胁是主动导弹导引头，以及可能用于瞄准舰船的监视和火控雷达。可以看出，ES 和 EA 函数的操作频率是相同的。
瞬时带宽要求也反映了ES功能的瞬时带宽要求，在这种情况下，它指的是威胁信号的最大带宽，作为相干干扰技术的一部分，它可能需要复制和传输。
需要说明的是，如上所述，传统的有源 EA 系统有自己的接收通道和数字化仪，用于在 DRFM 中捕获和存储威胁系统波形，以实现相干干扰。然而，作为MFRF系统的一部分，EA功能的接收部分可能由ES功能提供，因为ES功能的工作频率、瞬时带宽和极化要求与EA接收子系统兼容。因此，EA函数被认为在MFRF系统中以仅发射模式运行，因此没有动态范围要求。
为 EA 功能指定的 EIRP 要求假设使用前面提到的相干干扰技术，该技术可最大限度地提高可用干扰功率对威胁雷达系统的影响。对于相干干扰，如果到达威胁雷达天线的干扰机信号功率高于从舰船目标返回的雷达信号功率，则EA技术通常在一定程度上是成功的。从表 1 中可以看出，EA 功能的 EIRP 要求明显低于相应的雷达子功能值，其中这些值也可以被视为威胁雷达系统的代表。然而，EA 函数享有相对信号功率优势，该优势与哪里是威胁雷达的距离，因为干扰信号仅遭受与沿着从船舶到威胁雷达的路径，与双向几何传播损耗成正比威胁雷达从船上返回所经历的。因此，即使EA功能的EIRP值可能小于威胁雷达的EIRP值，到达威胁雷达天线的干扰信号也可能明显强于船舶的特征。
EA 函数没有独立的波束宽度要求。波束宽度仅由AESA尺寸决定，该尺寸提供满足EIRP要求所需的发射增益。
当EA功能处于活动状态时，其传输的占空比可能高达100%，例如，当AGPO试图对付威胁雷达时，该雷达用CW波形照亮船舶，以便为半主动导弹提供终端制导。EA 函数在激活时不能容忍任何中断。
EA 功能需要具有在任何偏振上传输的能力。这是因为威胁雷达或通信系统可能以线性、垂直或圆极化运行，如第 2.2 节的 ES 函数讨论中所述。EA函数可以从ES函数确定的威胁信号属性列表中获取有关威胁系统极化状态的必要信息。或者，如果 EA 函数重新传输由 ES 函数在正交极化上捕获并存储在 DRFM 中的威胁信号的数字样本，则确保在正确的极化下运行。
一般来说，通信功能需求从根本上由香农-哈特利定理决定，该定理指出：
是通信信道的容量，定义为可实现的最大无差错数据速率，单位为比特/秒;是信道带宽，单位为Hz;信噪比信噪比定义为平均接收信号功率与平均信道噪声加干扰功率的比值，假设噪声和干扰可以用高斯白噪声来表征。接收信号功率是发射终端的EIRP、传播路径上的信号损耗和接收天线增益的函数。在较低频段中，由于在这些频率下具有良好的信号传播特性，通信业务历来位于这些频段，数据速率往往较低，因为信道带宽受到频谱拥挤的限制。在更高的频段，即X波段及以上，更大的信道容量是可能的，因为更大的频谱可用性允许使用更宽的信道带宽。然而，如果要实现更宽的信道带宽的好处，船载通信终端的EIRP和接收天线增益通常必须大于较低频段中使用的增益，以克服在信号传播路径上这些较高频率下遭受的较高雨衰减。
海军舰艇采用不同类型的通信服务，其频率范围高达K一个乐队。然而，其中一些服务对于纳入基于AESA的MFRF系统并不具有吸引力。例如，有许多基于地面的低数据速率业务，包括语音和战术数据链路（如链路16和链路22），它们在UHF或更低的频率下运行。这些服务通常采用全向单极子或偶极子天线，它们相对简单且便宜，但长度必须很大，才能在所涉及的低频下提供有效的辐射。这些必要的天线特性排除了此类低频业务在AESA实施方面的考虑。
还要求海军舰艇使用涉及以UHF、X和K运行的军用卫星系统的通信服务一个波段，以及 L、K 的商业卫星系统u和 K一个乐队。一些例子包括在X和K上运行的军用宽带全球卫星通信系统一个频段，以及 K 的商用 Telstar 12 VANTAGE 系统u乐队。与未来V波段卫星系统的兼容性也可能是一个要求，但此类系统的地面终端特性尚未标准化。因此，这里将不讨论V波段系统。所有现有通信卫星系统的一个共同特点是使用地球静止轨道。这导致飞船与卫星指向角的变化非常缓慢，因为这种变化的唯一贡献者是飞船的平移运动。用于船上应用的 UHF 和 L 波段卫星椭圆通信（SATCOM） 终端通常采用简单的低增益螺旋和/或锥形天线来提供半球形波束方向图，无需任何指向稳定。这类系统的例子包括Thales QHASS UHF SATCOM终端[11]，该终端目前安装在加拿大皇家海军易洛魁级和哈利法克斯级舰艇上，以及L波段JRC JUE-87 Inmarsat C终端[12]。这些天线封装也很紧凑，直径和高度都小于 0.5 m。这种低增益天线的EIRP值仅为15 dBW，但这仍然足够了，因为在这些频率下，RF信号的通信数据速率和雨衰减都非常低。鉴于这些卫星通信天线的简单性和紧凑性，与其他射频功能相比，它们对船舶系统生命周期成本和船舶RCS的贡献已经非常小。因此，在基于AESA的MFRF系统中增加UHF和L波段SATCOM业务没有明显的动机。
目前用于卫星通信服务的船上终端在更高的 X、Ku和 K一个频段通常使用抛物面反射器天线，通常称为“碟形”天线。这方面的一个例子是Thales SURFSAT-L海军卫星通信终端[13]，它是一个双频系统，可以容纳三个指定频段中的任何两个。因此，至少需要两个这样的终端来覆盖所有三个频段。天线通过具有 3 轴或 4 轴惯性稳定的万向节安装与船舶横滚、俯仰和航向变化隔离。需要注意的是，抛物面反射器的直径需要在1-2 m的量级，才能在感兴趣的频率下达到所需的增益。因此，这种天线向威胁雷达提供的RCS可能很重要。例如，直径为 1.5 m 的抛物面反射器的最大 RCS 约为 15 dBm2，如L波段威胁雷达所见[14]。这些终端天线还占用了很大的物理空间——甲板上方的 Thales SURFSAT-L 天线组件，包括天线罩、万向节支架和直径为 2.1 m 的抛物面反射器，总直径约为 2.7 m，高度为 3 m，重量为 380 kg。这些考虑促使人们加入 X 波段 Ku-band 和 K一个- MFRF系统中的频段SATCOM服务。
被称为战术通用数据链路 （TCDL） 的通信服务是海军舰艇的另一个常见要求。TCDL 是安全的 Ku-美国军方开发的波段数据链路，用于将数据和图像从机载平台发送到地面平台。它利用美国国防部规定的通用数据链路 （CDL） 波形和协议作为宽带通信标准，用于在有人和无人平台之间传输情报、监视和侦察 （ISR） 传感器数据。目前可用的舰载TCDL天线的一个典型例子是CPI SST-100 [15]。整个甲板上天线组件，包括天线罩、稳定云台支架和直径为 0.8 m 的抛物面反射器天线，总直径为 1 m，高度为 1.1 m，重量为 200 kg。每个独立的TCDL链路都需要这样的天线。美国海军内部的研究表明，目前至少需要4个独立的TCDL链路，未来预计将有多达24个独立链路[16]。考虑到这些抛物面反射器组件的物理尺寸，船上可用的甲板/上层建筑空间量大大限制了当前可以支持的 TCDL 链路的数量。将TCDL功能迁移到MFRF系统将减轻这一限制，因为AESA的使用提供了灵活性。
总而言之，MFRF系统中考虑的候选通信功能包括X，K中的SATCOM业务u和 K一个频段和 TCDL 服务。参考表1中这些功能的工作频率，可以注意到Rx和Tx操作是在单独的非重叠频率子频带上进行的。这允许在一个天线上同时接收和发送，称为全双工通信，而不会造成自干扰。第3节对这个问题进行了进一步的讨论。
表1中列出的瞬时带宽要求与为不同通信业务指定的信道带宽相对应。
通信业务的动态范围要求很大程度上取决于信号输入电平的变化，这些信号输入电平与支持越来越高的比特率的高级高阶正交幅度调制（QAM）方案相对应。
表 1 中通信业务的船载 EIRP 要求反映了补偿信号在这些频率下的雨衰减以及信号路径上的单向几何传播损耗所需的值，使得机外接收器的 SNR 足够高以支持所需的信道容量。对TDCL功能的EIRP要求明显低于卫星通信业务，主要是因为TDCL被指定在最远200公里的范围内工作，而卫星通信涉及的单向信号传播距离约为地球静止卫星的36,000公里。
表 1 中显示的单向波束宽度值不是独立的波束宽度要求。相反，由于天线增益可以根据波束宽度计算，因此在这种情况下，波束宽度值用于指示确保船载接收机接收信号的SNR值与所需信道容量一致所需的相关天线增益。
当通信功能被激活时，该功能的传输占空比可能高达 100%。表 1 中列出的偏振要求因业务而异。卫星通信业务的一个共同特征是 Rx 和 Tx 极化是正交的，其中线性极化通过使用水平和垂直极化来实现正交性，而圆极化则通过使用右旋圆极化和左旋圆极化来实现正交性。使用偏振正交性在Rx和Tx通道之间提供了额外的隔离，而不仅仅是双工操作所能提供的隔离。然而，更重要的是，这种能力允许卫星通信卫星在同一频道内使用正交极化。在给定的带宽限制下，这种频率重用使卫星的通信容量增加了一倍，这对于拥挤的Ku频谱尤为重要。TCDL不需要正交极化。圆极化用于X波段卫星通信，因为在X波段频率和更低的频率下，电离层中线性极化的法拉第旋转[17]会导致正交极化态之间不可接受的泄漏，从而对频率重用产生不利影响。相比之下，水平/垂直极化用于 Ku-band SATCOM，因为法拉第旋转对于K处的线性极化不是问题u尽管由于卫星通信信号与沿传播路径的大扁平雨滴相互作用，降雨导致这些频率下的所有正交极化态之间发生泄漏，但对于正交线性极化，泄漏不太明显[18]。请注意，使用线性极化需要在船舶运动的情况下精确稳定船载天线，以防止船载天线和卫星天线之间的错位，这可能导致极化状态之间的泄漏。尽管上述雨的去极化效应，但圆极化用于 K一个-频段卫星通信，以解决更大的问题。K 信号一个频率通常比 K 更严重地被雨水衰减u和较低的频率，特别是，在K处的正交线性极化之间的衰减差异更显着一个-带用于大雨滴，因为它们的尺寸与 K 相当一个-波段波长[18]。具体而言，沿扁平雨滴最宽维轴的偏振比正交偏振衰减更大。由于雨滴沿卫星通信信号传播路径的下落角度未知，因此由于线性信号极化与雨滴形状的不幸对齐，可能会发生极端的信号衰落。这种情况可以通过圆极化来缓解。最后，TCDL采用圆极化，因为很难确保舰载和机载天线在通信链路期间保持足够的对齐，从而允许使用线性极化。舰载天线在所有三个自由度上都完全稳定，但机载 TCDL 天线通常仅在方位角和仰角上稳定，以减小天线组件的物理尺寸和重量，特别是对于空间稀缺的直升机或无人机 （UAV） 等平台。霍尼韦尔 AC-27 机载 TCDL 天线就是一个例子 [19]。因此，使用此类天线的机载平台所经历的某些类型的运动可能会导致机载天线和舰载天线方向之间的过度错位，如果采用线性极化，则会导致信号衰减。使用圆偏振可以避免这个问题。
为了为本节的讨论提供背景信息，考虑理想的MFRF系统架构的关键特性是很有用的，该架构允许所有AESA元件和Tx/Rx信道硬件被任何感兴趣的RF功能所利用。这种配置将最大限度地发挥第 1 节中讨论的潜在好处。
在理想的MFRF系统架构中，单个AESA元件的简化框图中描述了Tx和Rx通道的主要硬件组件。如果辐射元件是双极化的，则每个元件极化都有一个与之关联的相似的 Rx 和 Tx 通道。
图2.理想化MFRF系统中单个Tx和Rx通道的框图。
上图传达了每个辐射元件由一个 Tx 通道和一个 Rx 通道共享的概念，其中通常两个通道中的每一个都可以同时由不同的射频功能使用。环行器是实现此配置的关键元件。环行器是一种非互易的三端口设备，它利用某些磁性材料（如铁氧体）的特性，允许射频信号在端口之间以理想情况下仅一个方向通过，同时防止信号在环行器周围以相反方向进行。因此，参考图2，进入环行器的发射信号被路由到辐射元件，并在相反方向上被阻断，因此它不会从环行器进入Rx通道。因此，环行器用于在传输过程中将Rx通道中的敏感LNA与HPA的高功率输出隔离开来。这一点很重要，因为虽然Rx信道中的限幅器设计用于衰减可能导致LNA损坏的过大RF功率输入，但LNA输入端的信号可能仍然足够大，足以使LNA饱和，从而导致非线性放大并导致任何输入信号失真。信号失真可能导致不利影响，例如卫星通信信号的误码率增加或ES功能性能下降，以表征威胁雷达信号的调制属性。使用环行器还可以确保从辐射元件进入环行器的射频信号仅发送到接收通道，从而在这些情况下在辐射元件和HPA之间提供隔离。否则，由于辐射元件拾取的外部信号，或者由于元件阻抗不匹配而导致辐射元件的反射，射频能量可能会反馈回 HPA。如果这些信号足够大，HPA可能会损坏和/或性能下降[20]。
通常，环行器、限幅器、HPA 和 LNA 作为靠近辐射元件的 transmit/r接收 （T/R） 模块封装在一起，以减轻系统损耗。在理想的系统中，这些 T/R 模块组件以及相关的辐射元件将具有足够大的带宽，以适应可能使用 Tx 和 Rx 信道的所有射频功能的工作频率。根据表 1 中的信息，这意味着对于海军 MFRF 系统，辐射元件和 T/R 模块组件的工作频率必须在 0.5 GHz 到 40 GHz 之间扩展。
理想MFRF系统中使用的阵列的每个辐射元件也是双正交极化的，以支持所有偏振态。这对于满足表 1 中列出的所有极化要求是必要的，尤其是 EA 和 ES 函数的要求。为了防止阵列增益模式中的光栅波瓣出现±60°的典型最大阵列扫描角度，辐射元件的间隔为0.54λg，其中 λg是最高工作频率下的波长值。从表 1 中可以看出，最高频率为 40 GHz，这意味着元件间距为 0.4 cm。
在理想的架构中，每个 Tx 通道都有自己的数字波形发生器 （DWG），它还可以访问 DRFM 以支持 EA 功能的相干干扰。DWG 执行以下步骤：从 MFRF 系统的信号/数据处理器接收任意波形参数;使用数字数字成像仪 （DDS） 以数字方式生成所需波形的样本，或从 DRFM 中提取波形样本;使用digital-to-a nalog c转换器（DAC）将样本转换为模拟域;最后，使用模拟调制电路将波形转换为所需的频带。在使用阵列进行传输时，每个 Tx 通道中都存在 DWG 提供了最大的灵活性，从某种意义上说，从一个时间点到下一个时间点，阵列可以通过软件控制立即重新划分为任意大小的 Tx 子阵列，每个子阵列形成一个独立的 Tx 波束，用于射频功能。这种高水平的阵列重配置功能有助于在正常情况下实现最佳 MFRF 系统性能，并在阵列的某些部分发生故障时性能正常下降。在每个Tx通道中包含DWG的第二个关键优势是，TTD波束成形可以通过在子阵列中相邻辐射元件生成的相同波形之间以数字方式引入时间延迟来轻松实现。这种方法确保了采用宽带波形的发射波束在偏离视轴时可以享受最大的阵列增益，而无需在发射通道的其他地方使用模拟TTD电路。TTD 波束成形主要是 EA 功能所必需的，因为该函数传输的波形的瞬时带宽可能高达 1 GHz。最后，每个通道中的DWG还提供了一种简单的方法来加权子阵列元件上的波形幅度，以便进行旁瓣控制或自适应地在Tx波束中放置零点。
每个Rx通道中的数字接收器都包含一个ADC，用于对从辐射元件接收的信号进行数字化处理。这种元件级数字化允许接收波束完全在数字域中形成，也就是说，不需要射频移相器或接收链中其他位置的TTD电路。该计划有三个主要好处。首先，可以使用同一组阵列元件在不同方向上形成许多同时接收波束，从而提供大体积的瞬时覆盖。这些独立同步光束的最大数量仅受可用信号处理能力的限制。对于ES和雷达功能来说，这是一项特别有用的功能，它们必须在大型监视区域内尽快检测和定位威胁。其次，通过在相邻阵列元件的数字化信号之间引入时间偏移，然后跨元件进行相干求和，可以在软件中轻松实现接收波束的TTD形成。接收时的TTD波束成形对于ES功能非常重要，ES功能必须能够检测和表征瞬时带宽高达1 GHz的信号。对于此类信号，与TTD波束成形相比，使用移相器的传统波束成形将导致在偏离视轴的扫描角度处降低阵列增益，TTD波束成形可在所有扫描角度为任何带宽的信号提供最高的阵列增益。因此，TTD 波束成形优化了 MFRF 系统的检测。最后，元件级数字化，类似于每个 Tx 通道中 DWG 提供的优势，允许在分配阵列资源以接收与不同射频功能相关的操作时具有最大的灵活性。
在这种理想情况下，元件级数字化直接在射频上完成。为了适应所有感兴趣的RF功能，这意味着ADC的采样速率能力需要为40 gigasamples per second （GSPS），对应于表1中列出的最高工作频率。每个数字接收器中的ADC还必须具有足够的动态范围，以满足表1所示的最严格的动态范围要求。这相当于雷达功能的动态范围值为90 dB，这意味着大约15位的数字化。一旦以这种方式以数字方式捕获接收信号，所有其他传统接收器功能，如滤波和正交解调，都可以通过数字信号处理来完成。此外，同一组数字化信号数据可以以不同的方式并行处理，以满足不同射频功能的需求。例如，数字化信号数据集可以在VS雷达功能使用的频率上进行数字滤波（假设有相应的VS雷达传输以生成雷达返回信号），并压缩脉冲作为目标检测过程的第一步。同时，对于ES功能，可以使用不同的滤波器带宽将跨越整个ES监测范围的带通滤波器组应用于相同的数字化数据，以减轻系统噪声对宽带和窄带弱发射信号检测的影响。该方案基本上允许在整个感兴趣的频率范围内对威胁信号进行瞬时搜索，从而消除了许多当前ES系统中通常需要的单独静态频率m接收机的需要。
由于现有硬件技术的成本或性能限制，迫使设计权衡和妥协，上述理想的MFRF系统架构目前在实践中无法实现。权衡大致分为三类：（1）组合与单独的Tx/Rx阵列[21];（2）宽带与多频段操作[22];（3）元件级与子阵列级数字化/波形生成。预计这三种权衡都将影响系统设计。与理想架构相比，这些权衡及其影响（将在后续章节中进一步探讨）通常会导致更多的 AESA 和阵列利用率的灵活性降低。
以下讨论中还包括一些关于费用的评论。然而，如果没有详细的系统设计，就无法提供有意义的系统级成本估算和比较，这超出了本研究的范围。
本节没有讨论信号/数据处理资源可能对系统设计和性能施加的潜在限制。在人工智能、云计算和游戏等不同领域的需求推动下，此类技术继续快速发展。例如，图形处理单元（GPU）已经为这三种应用而开发和广泛使用，也非常适合用于大规模并行架构，这些架构具有基于AESA的雷达信号处理算法所需的大数据吞吐量、高计算性能、低延迟和易于扩展性[23].鉴于其持续的快速发展速度，计算技术被视为MFRF系统性能的限制因素，远不如下面将要讨论的其他硬件问题重要得多。
在实践中，可用于T/R模块的宽带微带环行器并不能完全抑制在环行器周围反向传播的信号。目前可用的环行器充其量只能在环行器端口之间提供约30 dB的抑制，例如工作频率为8–12 GHz的JC2S8000T12K0G2微带环行器（JQL Electronics，Rolling Meadows，IL，USA）[24]。这足以将HPA与阵列元件返回的信号隔离，但不能将LNA与HPA输出隔离。问题在于，对于典型的宽带LNA，例如HMC1049LP5E LNA（Analog Devices， Norwood， MA， USA），与1 dB增益压缩点对应的输入功率约为1 mW [25]。LNA 增益曲线上的 1dB 压缩点表示 LNA 开始饱和的点。由于环行器在Tx和Rx通道之间提供30 dB的隔离，因此峰值HPA输出功率必须小于1 W，以确保在同时发射和接收时，泄漏到Rx通道中不会使LNA饱和。对于一些对EIRP要求较高的海军射频功能，例如雷达，这是一个繁重的限制。通常，海军雷达采用峰值功率至少为 10 W 的 T/R 模块，以合理数量的模块实现所需的 EIRP。因此，使用低功耗 T/R 模块来适应同时发送和接收将意味着需要更多此类模块来满足 EIRP 要求，从而导致阵列的成本、尺寸和重量增加。
一个可能更严重的问题涉及由于天线元件和自由空间之间的阻抗不匹配而导致的传输过程中从辐射元件反射回来的功率。这种反射功率从环行器进入Rx通道，因此代表了Tx通道的另一个泄漏源。在传统的机械扫描天线中，残余阻抗失配只是频率的函数，这种失配可以在天线附近以电子方式调谐以缓解问题。然而，使用AESA时，阵列中辐射元件之间的相互耦合会导致元件阻抗不匹配，该不匹配随频率和扫描角度而变化，从而使其更难控制[2]。这导致在±60°扫描扇区和宽频率范围内测量时，晶片反射系数可高达−6 dB[26]。假设LNA特性与上一段相同，并且元件反射系数为−6 dB，则峰值HPA输出功率必须小于4 mW，以确保该反射功率在同时发送和接收期间不会使LNA饱和。按照上一段的讨论思路，这显然会给AESA设计带来一些问题，限制那些对EIRP要求较高的射频功能。
如果使用单独的 Tx 和 Rx 阵列，则 Tx 和 Rx 通道基本上是电气断开的。在这种情况下，泄漏的主要来源变成了两个阵列之间的 electromagnetic （EM） 耦合，只需增加它们之间的物理间隔即可将其降低到可接受的水平。例如，在同一平面上，Rx和Tx阵列的边缘之间相隔几米，在很宽的频率和阵列扫描角度范围内可以很容易地实现大于80 dB的隔离值[27]。通过这种隔离级别，可以在Tx阵列上使用高功率HPA，而不会影响单独Rx阵列上的同时接收。
应该指出的是，组合的 Tx/Rx 阵列，即使用 T/R 模块实现通过 Rx 和 Tx 通道共享每个阵列元素的阵列，可以配置为模拟单独的 Tx 和 Rx 阵列，方法是在同一孔径上使用两个子阵列，它们之间有间隔。在这种情况下，将仅使用一个子阵列的 T/R 模块的 Tx 通道，而仅使用另一个子阵列的 Rx 通道。因此，两个子阵列之间的EM耦合将是导致从Tx到Rx通道泄漏的唯一因素。已经报道了这种配置在C波段的电磁模拟结果，涉及两个小子阵列，在宽带喇叭形陷波元件阵列上相距约2 m[28]。仿真结果表明，子阵列之间的隔离度至少为70 dB，Tx子阵列波束指向视轴，Rx子阵列波束在方位角和仰角上扫描超过±60°。然而，这种方法的一个潜在问题是，给定阵列的固定大小，增加子阵列间隔以实现同时发送和接收所需的隔离的唯一方法是减小子阵列的尺寸。这导致 Eirp 更低（由于子阵列中的 T/R 模块数量较少，子阵列增益较低）和 Tx 和 Rx 子阵列波束的宽度更大。因此，子阵列 EIRP 和波束宽度可能无法满足子阵列所要使用的射频功能的要求。
使用单独的 Tx 和 Rx 阵列的另一个潜在优势是，与组合 Tx/Rx 阵列相比，它提供了更大的设计灵活性。例如，天线增益和波束宽度是 AESA 尺寸的函数，对于 Rx 和 Tx 操作，通常可能不同。分离的阵列允许使用不同大小的 Rx 和 Tx 阵列来实现这一点。此外，通过分离的 Tx 和 Rx 阵列，原则上可以更容易地采用不同的技术来制造 Tx 和 Rx 模块，这些模块将用于填充各自的阵列。例如，较旧的砷化镓（GaAs）技术可用于Rx模块，因为它非常适合制造低噪声宽带LNA。另一方面，较新的氮化镓（GaN）技术虽然目前比GaAs技术更昂贵，但在Tx模块中使用具有吸引力，因为它允许在相同的芯片尺寸内制造出比GaAs HPA高五倍的功率输出[29]。
在MFRF系统中采用单独的Tx和Rx阵列的明显缺点是，所需的天线阵列数量将大于使用组合Tx/Rx阵列的情况所需的数量。一般的经验法则是，AESA 在±相对于孔径 60°。这是由于AESA元件在大扫描角度上的阻抗匹配变得越来越困难的实际事实，以及理论上观察到的，对于任何AESA天线，天线增益变化波束宽度变化为.在60°时，天线增益下降3 dB，波束宽度增加因子2开始显著。因此，如果使用组合的 Tx/Rx 阵列，则至少需要三个这样的阵列来提供半球形覆盖，并且通常首选四个阵列，以最大限度地减少扫描模式边缘的性能下降。现在考虑到单独的 Rx 和 Tx 阵列的情况，这些数字将增加一倍，至少再增加三个顶部天线以提供所需的覆盖量。因此，使用组合的 Rx/Tx 阵列在更大程度上减轻了上部天线对整个船舶 RCS 的贡献，并且由于涉及的天线阵列数量较少，可以简化天线安装。
值得注意的是，对于独立的海军雷达系统或通信系统，本节中讨论的组合 Tx/Rx 阵列的问题不一定相关。对于通常使用占空比相对较低的脉冲波形的海军雷达，不需要在发射时接收。因此，可以在LNA和环行器之间的Rx路径中包含一个电子开关，并在雷达脉冲传输期间打开，为LNA提供足够的隔离。在全双工通信系统的情况下，发射和接收在不同的频段上进行，如第 2 节所述。因此，通过环行器从Tx通道泄漏到Rx通道的任何残余HPA输出功率都将在Rx频带之外，因此可以通过插入LNA和环行器之间的Rx通道的带通滤波器来衰减。此外，雷达和通信功能被分配了不同的工作频段，因此它们在MFRF系统中通常不会相互干扰。只有当 MFRF 系统中包含 ES 和 EA 功能时，Rx 和 Tx 通道之间的隔离才变得至关重要，因为 ES 功能必须连续监测大范围的频率，包括其他 RF 功能可能同时发射的频率，并且 EA 功能可能需要以其他 RF 功能同时接收的频率进行传输。该讨论提出了一种可能的MFRF系统设计折衷方案，其中雷达和通信功能共享一个组合的Tx/Rx阵列，而EA和ES功能分别采用单独的Tx和Rx阵列，以实现同时发送和接收。
在理想的MFRF系统架构中，所有硬件组件都具有足够的宽带，以支持目标RF功能的全范围工作频率。这意味着根据表 1 的射频功能要求，组件带宽为 0.5–40 GHz。然而，这种带宽是目前最先进的技术所无法实现的。
参考图 2，限制始于辐射元件本身。许多不同类型的天线元件已被设计用于双极化宽带AESA，但提供最大带宽以及相对较好的交叉极化和反射系数特性的元件设计仍然是众所周知的喇叭陷波，通常被称为Vivaldi天线[26\u201230]。图 3 描绘了由两个正交放置的喇叭形缺口组成的单个 AESA 元件，以提供双线性极化操作。金属喇叭形槽口可以简单地印刷在介电基板上，这有助于经济高效地制造和组装大量此类元件，必要时可分离小元件。带宽很大程度上取决于元素长宽比 h/d，而阵列上的元素间隔对应于维度 d。喇叭形陷波元件可实现的最大瞬时带宽出现在长宽比为 h/d ≈ 5 时，产生的带宽约为 10：1，即十进制带宽。然而，海军射频功能所需的总体 0.5–40 GHz 工作频率范围代表了近二十年的带宽。因此，由于对可实现的AESA元件带宽的限制，需要使用在不同频段内运行的多个AESA，这些AESA共同覆盖了整个感兴趣的工作频段。
图3.基于喇叭形缺口的双极化AESA元件。
在考虑各种多频段MFRF系统设计时，一种设计方法是在每个AESA中填充尽可能宽带的元件，目的是容纳在每个阵列的大带宽内运行的所有RF功能。另一种方案可以包括一些AESA，这些AESA设计为仅供工作频率范围相对较小的RF功能使用，尽管在不同的频段中。这可能允许将窄带元件用于这些阵列。例如，据报道，双波段双极化AESA设计支持在S波段和X波段工作[31]。阵列的几何结构如图 4 所示。选择 S 波段和 X 波段元件的间距是为了最大限度地减少其各自波段中的光栅波瓣。辐射元件本身由印刷在四个堆叠的介电基板的不同侧面的金属贴片组成。调整堆叠基板之间的间隔距离，以优化元件的带宽。每个 X 波段元件由两个堆叠的菱形贴片组成，一个贴片是有源的，另一个是寄生的。相邻角上的有源贴片有两个馈电端口，以实现双正交极化。每个 S 波段元件由堆叠的贴片组成，这些贴片包括两个改良的耦合馈电贴片、一个有源穿孔贴片和一个寄生穿孔贴片。穿孔的目的是暴露每个 S 波段元素的四个 X 波段元素，以便 S 波段元素的存在不会影响 X 波段元素的性能。S 波段和 X 波段元件的测量带宽分别为 0.6 GHz 和 2.7 GHz，对应于 2.8–3.4 GHz 和 9.0–11.7 GHz 的工作频率范围。在这些频率范围内，元件反射系数小于−10 dB。这种类型的AESA似乎是表1中列出的S波段和X波段雷达子功能共享使用的良好候选者。阵列设计提供了灵活性，允许两个频段的雷达功能同时访问AESA的任何部分。此外，在AESA中使用相对窄带辐射元件的好处是能够轻松获得具有相关Rx和Tx信道所需性能特征的窄带元件。
图4.双频阵列的几何形状。
另一个与AESA相关的问题是阵列上元素之间的分离。如第 3.1 节所述，为了防止光栅波瓣在 ±60° 的整个工作频率范围内和扫描角度扇区内出现光栅波瓣，该间距应为 0.54λg.但是，假设宽带AESA的带宽为10：1，这意味着对于支持带宽内除最高频率之外的所有频率，填充AESA的元件数量将超过所需的1到10倍。这是一个令人担忧的问题，因为AESA实施的成本在很大程度上与使用的元件数量成正比，与每个元件相关的Rx和/或Tx通道电子设备的成本是主要的成本驱动因素。为了了解问题的严重性，请考虑使用AESA的MFRF系统，其瞬时带宽为10：1，覆盖1–10 GHz。参考表1，如果雷达体积搜索功能在1 GHz的L波段进行，则该RF功能的单向波束宽度要求为2°，这决定了阵列尺寸约为每侧7.6 m。如果元素间距设置为 0.54λg为了避免在10 GHz时出现光栅波瓣，AESA总共需要220,000个辐射元件。减少总元件数量的一种方法是将目标频率范围进一步划分为多个较小的频段，每个频段都有自己的AESA。这使得覆盖较低频段的 AESA 由于允许的元件间距较大而使用较少的元件。但是，该解决方案具有前面提到的需要安装在船上的额外天线孔径的所有缺点。另一种多频段方法基于在AESA上的不同区域中实现不同的元件间距，以保持使用具有相同整体尺寸和带宽的单个宽带阵列。这个想法被称为波长尺度阵列[32]。该概念如图 5 所示，它表示波长尺度 AESA 上不同区域内的元件位置。在本例中，区域 3 中的晶片间距是区域 2 的两倍，而区域 2 又是区域 1 的晶片间距的两倍，其中选择区域 1 的晶片间距是为了确保在最高工作频率下没有光栅波瓣。从区域 1 到区域 3，每个区域的外部尺寸依次增加一倍。假设 AESA 需要在 10：1 带宽（例如 1–10 GHz）上运行，则区域 1 至 3 分别支持在 1–10 GHz、1–5 GHz 和 1–2.5 GHz 的频率范围内实现无光栅波瓣运行。这意味着在 1–2.5 GHz 频段运行的射频功能可以使用整个阵列，即区域 1 至 3;那些在 2.5–5 GHz 频率下运行的功能仅限于使用区域 1 和 2 中的元件;在 5–10 GHz 频段中活动的射频功能只能使用 Zone 1 元件。在这种情况下，AESA 的总元素计数大约比数组在间距 d = 0.54λ 处完全填充元素时所需的元素数少六倍g.除了降低成本外，这种减少的元件数量还减少了 AESA 重量。然而，波长尺度阵列方法的缺点是降低了配置MFRF系统AESA的灵活性。例如，随着射频功能工作频带的增加，可用于射频功能的阵列区域尺寸减小，导致形成的波束具有与所有功能大致相同的最小宽度。不过，这一结果可能不会产生重大影响，因为表1表明所有RF功能的波束宽度要求都相当。AESA使用的另一个限制发生在发射波束的形成上。由于在支持带宽的较高频段内工作的射频功能被限制为使用较小的AESA区域，因此从阵列的不同部分同时生成多个发射波束以适应这些射频功能的能力可能会受到不利影响。
图5.波长尺度阵列概念。
Tx 和 Rx 信道中的大多数模拟组件都存在带宽限制，这可能是决定使用多个 AESA 覆盖 0.5–40 GHz 目标范围内的多个频段的额外驱动因素。这些限制描述如下：
环行器：对于需要使用环行器的组合 Tx/Rx 阵列，目前可用的微带环行器通常设计为带宽为 0.5–4 GHz，隔离值为 20–30 dB。市面上有一些带宽更宽的环行器，如优译Model UIYBMC1212A（中国深圳）[33]。该环行器的带宽为10 GHz，从8-18 GHz扩展，但在端口之间仅提供约13 dB的隔离，这可能不足。连接器环行器的带宽最高可达12 GHz [34]，但这些环行器可能过于笨重，无法包含在T/R模块中，并且隔离值也仅为约15 dB。
限幅器：有可用的限幅器，覆盖整个目标频率范围。例如，1GC1–8053（Keysight Technologies，Santa Rosa，CA，USA）是一款MMIC二极管限幅器，覆盖0–65 GHz，功率限制从10 mW开始[35]。
LNA：市面上有许多宽带GaAs MMIC LNA，具有良好的性能规格，但似乎没有一个能覆盖整个工作频率范围。例如，ADI公司的HMC1049LP5E在0.3–20 GHz范围内保持15 dB的增益，噪声系数小于4 dB[25]，而ADI公司的HMC-ALH445在18–40 GHz范围内工作，增益为9 dB，可接受的噪声系数小于5 dB [36]。
HPA：表2列出了几种具有不同带宽和工作频率的商用MMIC HPA的一些关键规格[37\u201238]。列出的第一个HPA使用GaAs技术，而表中的所有其他HPA都是GaN器件。如前所述，砷化镓 HPA 无法产生与类似尺寸的基于 GaN 的 HPA 一样高的功率输出，但之所以包括这个，是因为找不到具有类似超宽带宽的 GaN 器件。表中标明的 PAE 数量是 power-a dded e效率，计算公式为哪里是最大HPA射频功率输出，是最大射频功率输入，并且是 HPA 所需的直流电源。PAE 表示在 HPA 中转换为有用射频输出功率的直流电源功率的百分比，其余功率以热量的形式消散。在其他条件相同的情况下，HPA 的 PAE 值较低意味着必须为 AESA 提供更大的直流电源，并且阵列的热冷却设计变得更具挑战性。该表表明，HPA 输出功率和 PAE 通常随着带宽和工作频率的增加而降低。虽然表中的第一个 HPA 涵盖了感兴趣的整个频率范围，但其 0.25 W 的输出功率和 10% 的 PAE 是迄今为止列出的 HPA 中最低的。如第 3.2.1 节所述，通常需要每个元件至少 10 W 的输出功率才能适应海军雷达等高 EIRP 射频功能，因此此 HPA 不适用。列出的其他 HPA 可能是合适的 MFRF 系统候选者，尽管它们覆盖的带宽较小。TGA2813 和 TGM2635-CP（Qorvo，Greensboro，NC，USA）专为 S 波段和 X 波段雷达而设计。其有利的输出功率和 PAE 规格突出了将窄带 HPA 与多频段 AESA（如上述双频阵列）结合使用的优势。
表 2.HPA的代表性规格[37,38]。
关于图2中Rx通道中的数字接收器，一个关键规格是ADC必须提供的数字化位数，以满足表1中90 dB的最高动态范围规格。虽然ADC技术正在迅速发展，但所需的大约15位的ADC尚不能达到在0.5–40 GHz的整个RF功能工作频率范围内执行直接RF采样所需的40 GSPS采样速率。市售ADC的当前最新技术如下表所示[39]。观察到数字化位数随着采样率的增加而减少。列出的 24 位数字转换器仅适用于海军雷达等窄带射频功能。具有 14 位和 16 位的 ADC 型号可能适用于所有 RF 功能，而 12 位器件可以适应 ES 功能，其动态范围规格较低，为 60 dB。然而，这些ADC都不具备允许直接RF采样的带宽，除非在工作频率范围的低端。因此，ADC前面的数字接收器中通常需要包含一个模拟调谐器，以将RF信号频率转换为ADC带宽内的中频。这意味着需要在AESA中具有多个AESA或子阵列，这些子阵列被分配到不同的频段，这些频段共同覆盖整个工作频率范围，假设工作频谱的瞬时覆盖是一个重要目标（ES功能肯定是这种情况）。
最后，根据表 1 中列出的 EA 功能要求，Tx 通道中的 DWG 必须能够生成瞬时带宽高达 1 GHz 的波形。目前，这种能力似乎可以通过商用技术实现。例如，ADI公司的AD9914在同一块电路板上同时集成了DDS和12位DAC，并支持高达1.4 GHz的输出波形带宽[40]。从性能的角度来看，目前可用的DWG技术在海军MFRF系统中的使用似乎没有明显的限制。
作为一般结论性意见，本节的讨论指出，ADC技术是宽带MFRF系统实现的最严重障碍，因为只有当ADC带宽限制在1–3 GHz时，才能满足最严格的RF功能动态范围要求。
第 3.1 节讨论了元件级数字化和波形生成的主要优势。对于AESA来说，在元件级执行这些操作的主要障碍是增加了成本和设计复杂性，因为阵列上通常有数千个元件，如果是双极化的，则每个元件需要两个DDS和两个ADC。作为每个元件增量成本的粗略数量级表示，ADI公司的DDS标价约为每单位140美元，而表3中的德州仪器（TI，达拉斯，德克萨斯州，美国）的ADC按带宽递减的顺序定价，分别为2000美元、850美元、400美元和20美元。价格下降与ADC带宽变窄之间存在明显的相关性。
元件级设计的另一种方法是将AESA划分为固定的子阵列，每个子阵列（而不是每个元件）由单个数字接收器和/或DWG提供服务。图 6 显示了 Rx/Tx AESA 组合上双元件子阵列的简单情况。在典型的实现中，来自DWG的波形信号被分割并注入到子阵列的Tx通道中，而Rx子阵列通道中的接收信号在组合器中求和，然后由数字接收器进行数字化。请注意，Tx 和 Rx 操作的子阵列大小通常可能不同，即使使用组合的 Tx/Rx 阵列也是如此。此外，数字化或波形生成可以在元件级别实现，而另一种可以在子阵列级别实现。对于子阵列级方法，模拟 beamforming （BF） 元件必须包含在 Rx 和 Tx 路径中。这些可能是窄带波形的移相器，也可能是宽带信号的更复杂的TTD电路。如果出现以下情况，则从子阵列的角度来看，波形可以被认为是窄带的哪里是子阵列的最大维度，是光速，并且是波形带宽[28]。对于波形带宽因此，EA 和 ES 函数必须适应的 GHz，子阵列尺寸必须远小于 15 cm，才能满足此窄带标准。然而，考虑到表1中的工作频率范围，这些子阵列尺寸将与实际晶片间距相当，因此必须使用具有TTD波束成形元件的更大子阵列。然后，通过使用DWG在子阵列之间引入相对波形时间延迟，并使用TTD波束成形元件在每个子阵列内的辐射元件之间产生额外的相对波形时间延迟，从而实现具有最大阵列增益的Tx波束的TTD形成。对于接收波束的TTD形成，TTD波束成形元件在从每个子阵列内不同元件接收的信号之间施加相对时间延迟，并在子阵列级别进行组合和数字化后，在相干求和之前在数字域中添加子阵列之间的相对时间偏移。
图6.子阵列级数字化和波形生成。
与元件级实现相比，子阵列级数字化/波形生成导致动态配置AESA的灵活性较低。由于在子阵列级实现中分配给DWG和/或数字接收器的子阵列在大小上基本上由硬件设计固定，因此RAM仅限于将AESA划分为该最小子阵列大小的倍数的区域。如果这些子阵列相对较大，则此约束可能会对AESA适应多个RF功能的能力产生不利影响。
在子阵列级数字化的情况下，由于无法使用从同一组AESA元件接收的信号在不同方向上以数字方式形成多个同步Rx波束，因此对MFRF系统性能的潜在更严重影响。通过子阵列级别的数字化，只能与子阵列中的元件形成一个 Rx 波束，从而将同时独立 Rx 波束的最大可能数量限制在 AESA 上指定子阵列的总数。对于某些射频功能（如 ES 和雷达）来说，这可能是个问题，这些功能受益于使用同步 Rx 波束来提供对大监视区域的快速（如果不是瞬时）覆盖。因此，现代独立海军雷达系统越来越多地采用元件级数字化，特别是因为这些窄带系统的成本/收益权衡变得更加有利，因为目前有合适的低成本ADC，例如德州仪器（TI）ADS1675，单价为20美元。
子阵列级数字化/波形生成的另一种方法是采用混合波束成形的全连接架构[41]。这种架构减少了数字接收器和/或DWG的数量，但比使用固定尺寸的子阵列具有更大的灵活性。例如，在发射中使用基于巴特勒矩阵的模拟波束成形可以允许波束根据信道条件和主波束的数量动态变化。
MFRF系统在投入使用方面进展缓慢，这可能是由于本文讨论的技术挑战，以及与多个传统的单一用途RF系统相比，与采购和部署此类系统相关的计划风险更高。然而，人们对MFRF系统的兴趣仍然很高，特别是近年来已经进行了三个值得注意的MFRF系统原型开发计划--先进的M终极功能射频C-oncept（AMRFC）计划、内部设计顶部（InTop）项目和M ultifunction A ctive Electronically Steered Array（M-AESA）项目。下面将讨论这些内容。
AMRFC计划于1998-2009年由美国海军研究实验室（NRL）在海军研究办公室（ONR）的赞助下进行[1,42]。其目标是首次展示MFRF系统的概念，该系统具有实时雷达、EW、EA和通信功能，共享波形发生器、接收器和一对分离的Rx和Tx AESA的使用。涉及的主要承包商是雷神公司[43]（美国马萨诸塞州沃尔瑟姆）和诺斯罗普·格鲁曼公司（美国弗吉尼亚州福尔斯彻奇）。洛克希德·马丁公司（美国马里兰州贝塞斯达）负责接收阵列和数字接收器，雷神公司建造了实时信号/数据处理器、操作员显示系统和产生数字波形样本的DWG部分，诺斯罗普·格鲁曼公司为DWG提供了发射阵列和DAC。
经过开发和集成，AMRFC测试台安装在切萨皮克湾（美国马里兰州）的悬崖顶上。在整个2004年，进行了试验，以证明该系统的独特能力，即同时保持对该地区的雷达监视，使用其ES功能拦截威胁发射，使用适当的EA技术干扰威胁雷达，以及建立和维护卫星通信和地面CDL通信链路。水面舰艇为雷达功能提供了机会目标，而位于切萨皮克湾蒂尔曼岛和NRL P3测试飞机上的射频模拟器模拟了威胁雷达和主动导弹导引头，以行使ES和EA功能。岛上和测试飞机上的CDL终端提供了与AMRFC建立地面通信链路的手段。
ONR曾希望AMRFC技术能够过渡到美国海军即将于2005年开始开发的新型DDG 1000驱逐舰上。然而，尽管AMRFC计划在技术上取得了成功，但整个MFRF系统技术仍然被认为太不成熟，无法直接进入采购计划。这反映在评估中，即 AMRFC 测试台充其量只能达到 Technology Readiness Level （TRL） 6，而 TRL 7 被认为是新技术被认为已准备好进行操作部署所需的最低水平。另一个问题是，美国的国防资金和采购过程传统上被“烟囱”划分为单独的雷达、电子战和通信领域，这不利于采购多功能系统。AMRFC计划中唯一立即用于操作用途的组件是与ES功能相关的一些技术，该技术进一步完善为TRL 7，作为多功能电子战（MFEW）高级开发模型（ADM）。从 2005 年到 2009 年结束，AMRFC 计划以更少的资源继续进行，主要侧重于继续开发数字阵列和射频组件领域的使能技术，特别是 HPA。
AMRFC计划的总成本超过2亿美元，包括MFEW ADM开发的成本，在高峰期，涉及200多人，包括政府人员和行业承包商。
该系统设计工作频率范围为6–18 GHz。最初的AMRFC设计基于较低的频段，重点是雷达功能。然而，美国海军在开发初期就决定优先展示现代电子战和通信能力，高频段设计可以更好地适应这些能力。AMRFC测试台设计代表了本例中第3节的权衡，基于当时最先进的射频和数字化仪技术[44]。考虑到 1990 年代后期与今天相比处理能力的限制，其他设计决策是由演示实时操作的目标驱动的。AMRFC测试台设计的主要特点如下所述。
单独的 Rx 和 Tx 阵列各约为 32 cm 见方，并装有基于正交喇叭口的宽带双极化辐射元件。在Tx阵列上设置了晶片间距，以确保在方位角/仰角为±50°的扫描体积内，在高达18 GHz的频率下无光栅瓣运行。这些阵列在同一平面上具有约3.7 m的中心到中心间隔，以确保在同时发射和接收时具有足够的电磁隔离。
Tx 阵列有 1024 个元素，分为四个象限，每个象限 256 个元素，每个象限进一步细分为四个子阵列，总共产生 16 个子阵列。每个子阵列后面都有一个射频发射模块，包括一个 HPA 和一对射频通道（每个极化一个），为子阵列元件供电，每个极化路径中提供全幅度和相位控制。HPA是一种GaAs器件，能够在线性或饱和模式下在工作频带上产生几瓦的功率。请注意，由于HPA功率相对较低，再加上较小的Tx阵列尺寸，EIRP仅足以演示相当于短程导航雷达的雷达功能，而不是表1中的海军雷达功能;这反映了当时的计划优先事项，以及成本和HPA技术的局限性。每个阵列象限都有一个单独的 DWG，其中每个 DWG 都包含一个用于相干 EA 的 DRFM 组件，并且能够生成高达 1 GHz 带宽的波形。通过使用光子开关，每个 DWG 都可以路由到四个阵列象限中的任何一个或全部，以实现最大的灵活性。这种配置允许使用四分之一、半阵列或全阵列的任意组合形成发射波束，最多四个独立的同时波束（每个象限一个）。
Rx 阵列总共有 1152 个元素，分为 9 个 128 个元素的子阵列，每个元素后面都有一个 Rx 模块。每个 Rx 模块有四个独立的射频接收通道：三个线性极化通道，每个通道由双极化元件的两个正交喇叭口缺口之一馈送，以及一个偏振捷变通道，它承载来自每个元件的两个极化信号的总和。Rx通道中似乎没有波束成形元件。Rx通道数据的使用方法如下。
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来自九个子阵列中每个子阵列上四个子阵列端口中的三个端口的射频信号被发送到三个九通道模拟波束成形器（即每个端口一个波束成形器），用于卫星通信链路。由于卫星通信链路的波束指向角变化缓慢，因此不需要数字波束成形所提供的快速改变波束方向的能力，因此可以通过使用模拟波束成形器来减少数字处理资源的负载。
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来自每个子阵列上的三个子阵列端口的射频信号被提供给窄带数字预处理器，在那里它们被下变频为中频，在60 MHz下以14位采样，并传递到三个9通道数字波束成形器（即每个端口一个波束成形器），其中波束通过相移计算形成。每个窄带波束形成器最多可以同时形成四个 Rx 波束，从而总共形成多达 12 个波束。这些波束用于雷达、CDL 通信链路和 ES。
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来自两个子阵列端口的射频信号被提供给宽带数字预处理器，在那里它们被下变频为带宽为230 MHz的IF，以960 MHz的8位采样，以数字下变频为复杂的基带信号，并传递到两个由矢量处理器实现的9通道数字波束成形器。每个波束形成器最多可以同时形成两个光束，其中采用了TTD处理。这些波束主要用于弱发射信号的ES监视，其中此类信号的检测受益于Rx阵列波束成形增益。如第 3.1 节所述，宽带数字化和 TTD 波束成形适用于检测具有大瞬时带宽的发射器信号。
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来自Rx阵列上以干涉仪配置排列的9个晶片的RF信号被下变频并路由到远程ES处理器，以便对窄带强发射器进行精确测向。这涉及使用干涉算法处理九个输入之间的相位，以计算方位角和仰角。干涉测量方法虽然仅适用于强发射信号，但具有覆盖宽工作频率范围和宽视场的优点。来自另外两个元件的射频信号直接提供给辅助接收器，供 DWG DRFM 用于支持相干 EA 技术。
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每个子阵列中所有 Rx 模块的射频信号按信道向下组合，即子阵列中所有 Rx 模块的通道 1 信号被组合，所有通道 2 信号被组合，依此类推。然后，这些组合信号在九个子阵列中每个子阵列的四个端口上提供，用于后续处理。
值得一提的是，AMRFC计划中仅实现子阵列级Rx波束成形而不实施元件级波束成形功能的设计决策具有以下含义：（1）每个波束成形器只有9个输入，最大相干Rx阵列增益仅为≈19 dB;（2）波束成形的Rx阵列图案中光栅瓣的存在是由中心到中心子阵列间距而不是晶片间距有效地确定的。子阵列间隔约为 11 cm，对于 6–18 GHz 工作频段内的所有频率，均大于 0.54λ。因此，扫描角度的光栅波瓣可能是一个问题。设计中缺少任何元件级波束成形是一个不寻常的决定，可能是出于成本的考虑，也可能是出于这样的结论，即为了展示MFRF系统的优势，此功能是不必要的。
ONR 赞助的 InTop 计划于 2009 年启动，作为 AMRFC 的后续项目，目前仍在进行中。它的目标是进一步推进宽带阵列和射频分量技术，以基于模块化、可扩展、开放的射频架构，用于MFRF系统[42\u201245]。InTop的主要工作包括通过开发五个射频系统原型来演示该技术，每个原型的MFRF能力都低于AMRFC测试平台中设计的MFRF能力，但理想情况下具有更高的TRL。鉴于将更雄心勃勃的AMRFC过渡到运营的障碍，这被视为一种更谨慎的方法，将有助于将已展示的核心能力分拆到收购计划中，类似于MFEW项目所遵循的路径。现将这五个原型简要总结如下。后续小节中将提供更详细的技术说明。
MFEW ADM：MFEW ADM 主要是在 AMRFC 下开发的，但在 InTop 计划下完成。诺斯罗普·格鲁曼公司（Northrop Grumman）是这一发展的行业领导者。如第 4.1.1 节中最初提到的，MFEW ADM 基于 AMRFC 测试平台中包含的一些 ES 功能。MFEW技术随后被转移到美国海军的Surface EW I改进P罗格图（SEWIP）Block 2采购计划中[46]。
EW/IO/Comms ADM：此 ADM 使用一组通用的 AESA 和 RF 子系统支持 EA、信息操作（IO） 和 l ine-o f-sight （LOS） 地面通信。诺斯罗普·格鲁曼公司（Northrop Grumman）是这项工作的主要承包商，宣布的合同总额为8700万美元[47]。ADM已经完成，该技术已过渡到美国海军的SEWIP Block 3采购计划。
海底宽带卫星通信天线子系统：该子系统涉及一组AESA，设计用于安装在海底桅杆上，以提供在不同频段同时进行卫星通信链路的能力。洛克希德·马丁公司获得了价值约3200万美元的开发合同[48]，并完成了这项工作。该技术正在转移到Advanced H igh-D ata-Rate（AdvHDR）潜艇卫星通信采购项目中。该工作也适用于船舶卫星通信。
LowRIDR ADM：低频段 R F I智能 D分配 Resource （LowRIDR） ADM 旨在将运行在低频段的多个射频功能（包括通信、EA 和 ES）整合到一组通用天线和相关硬件中。ADM 尚未完成。
FlexDAR ADM：Flex ible Distributed Array Radar （FlexDAR） ADM 中包含的主要射频功能是雷达、EA 和 ES。还提供导弹数据链功能。Raytheon正在与ONR签订合同[48]开发FlexDAR阵列，包括相关的Rx和Tx通道，而NRL则提供后端功能，如RAM和信号/数据处理。FlexDAR概念实际上由两个系统组成，它们将网络连接在一起，以改进的探测、跟踪和电子保护的形式展示多基地雷达操作的好处。ADM计划在2018-2019年完成。
MFEW ADM 天线利用 20 个双极化蜿蜒接收元件以干涉仪配置排列。蜿蜒的元素是平面的，呈圆形[49]。它们具有低 RCS、高达 9：1 的带宽、大晶片波束宽度和随频率稳定的相位中心，所有这些都是干涉仪应用的理想选择。（然而，蜿蜒元件的直径相对较大，因此不适合用于 AESA，因为在 AESA 中，需要半波长元件间距以避免波束成形时出现光栅波瓣。例如，Randtron Antenna Systems（美国加利福尼亚州门洛帕克）53640 型蜿蜒天线元件 [50] 覆盖 2–18 GHz 的宽频率范围，但物理直径为 6 cm。在AESA中，这意味着元件间的最小间距为6 cm，这将导致2.7 GHz以上所有频率的潜在波束成形器光栅波瓣）。
每个天线元件都有一个相关的调谐器和数字接收器，可捕获 400 MHz 的信号带宽。然后，在检测处理之前，使用一组32 MHz数字滤波器对来自每个接收机的数字化信号进行滤波，以最大限度地提高灵敏度，同时将外部干扰的影响降至最低。调谐器采用扫描架构，覆盖所有感兴趣的频段。扫描过程利用有关发射器参数和频率集中的先验信息来优化ES函数的整体响应时间。
AoA的测定是用形成L形图案的14个天线元件完成的。这种布置基本上提供了两个正交干涉仪，允许计算发射器信号的方位角和仰角。RAM根据需要将这些天线元件动态分配给频率扫描或AoA确定任务。
如第 2.2 节所述，在没有 AESA 的情况下实现 ES 功能以及波束成形的相关优势通常限制了系统检测更强的发射器信号。
EW/IO/Comms ADM在监视卷的每个象限使用一个阵列集，其中每个阵列集由Rx和Tx AESA [16]组成。每个 Tx 阵列最多提供 4 个独立波束，而每个 Rx 阵列通过每个元件使用 4 个 Rx 通道来支持 4 到 16 个独立波束，就像 AMRFC 测试台设计一样。
Tx AESA 和相关通道组件的规格主要由 EA 功能要求驱动，最重要的是从 C 波段到 K 波段的工作频率范围一个频段，以及足够的 EIRP 为具有大型 RCS 的平台提供自我保护。该设计还包括与船舶ES系统的接口，EA功能使用该接口的信息来跟踪角度上的敌对发射器，并帮助设计干扰技术。
IO功能是通过与提供威胁识别信息的船舶信号利用设备的接口提供的。EA 函数将此信息纳入其响应中。ADM 的通信要求包括两个独立的遗留系统 X 波段 CDL 链路、至少四个独立的 TCDL 链路和一个 Ku-阵列集覆盖的每个象限内的波段网络通信波形。
海底卫星通信天线子系统采用单独的Tx和Rx阵列来提供从C波段到V波段的卫星通信服务。它支持四个到至少八个同时通信链路。
Lowrider ADM 的工作频率范围为 VHF 至 C 波段。在此频率范围内支持通信、EA 和 ES 功能。就通信功能而言，重点是视距地面通信，特别是链路16、敌我识别（IFF）和战术空中导航（TACAN）[51]。
两个基于AESA的FlexDAR ADM系统仅在S波段工作，这是雷达功能的典型波段。因此，虽然 FlexDAR 中包含 EA 和 ES 功能，但它们的实现仅限于这个相对较窄的频带。FlexDAR 设计具有 AESA Rx 通道的元件级数字化功能。
M-AESA计划是瑞典和意大利的一项联合计划，旨在为下一代基于AESA的MFRF系统开发新技术和系统概念，该系统集成了雷达、EA、ES和通信功能[52]。最终目标是能够利用通用的射频硬件模块，将这项技术潜在地插入到未来的瑞典和意大利地面、空中和海军平台中。2005 年，Saab Microwave Systems AB（瑞典斯德哥尔摩）、Selex Sistemi Integrati（意大利罗马）和 Elettronica Group（意大利罗马）的工业联盟获得了执行该计划的合同。
计划分为三个阶段：
第一阶段（2005-2006年）：技术概念/应用制定——分析现有系统和相关技术基础，以概述未来潜在的系统应用。
可交付成果：（1） 第 2 阶段的工作说明书 （SOW） 和工作分解结构 （WBS），以及 （2） 第 2 阶段和第 3 阶段的进度和成本估算。
第 2 阶段（2006-2010 年）：概念改进 – 开发射频构建模块，为 M-AESA 系统选择架构。
交付：TRL 4 的 M-AESA 系统原型。
第三阶段（2011-2014年）：技术开发。
交付：TRL 6 的 M-AESA 系统原型。
在第 1 阶段和第 2 阶段完成的工作已在公开文献中报告，并在下一节中进行总结。
M-AESA 系统提供 4.5–18 GHz 的 Tx 功能和 2–18 GHz 的 Rx 功能。与Tx相比，Rx在频谱低端的扩展频率覆盖范围是为了适应某些通信业务。
M-AESA计划考虑了两种主要的天线配置，用于名义上的船载外壳[52]。第一种配置涉及雷达、EA、ES和通信功能共享的每个象限的宽带组合Rx/Tx AESA。它代表了第 3.1 节中介绍的理想 MFRF 系统架构及其所有潜在优势。第二种天线布局包括：雷达功能和一些带内通信业务使用的多频段或至少更窄带组合的Rx/Tx阵列;较小的宽带Tx阵列，供EA函数和通信链路的Tx部分使用;以及线性宽带 Rx 阵列，以支持通信链路的 ES 和 Rx 侧。请注意，用线性阵列形成的光束在方位角上很窄，但在仰角上很宽，因此 ES 函数中的 AoA 测定仅限于方位角维度。参考第 3.2 节中的权衡讨论，第二种配置可确保在同时接收和发送期间 Rx 和 Tx 通道之间有足够的隔离。它还允许将带宽较窄的组件至少用于雷达功能，并具有随之而来的优势，例如更高功率的HPA和具有更高动态范围的更快ADC。看来，第二种配置是根据下面描述的已开发的射频组件最终选择的。
在M-AESA计划下开发的主要射频构建模块是宽带天线阵列[28]和包含模拟TTD波束成形元件的宽带T/R模块[53\u201254]。宽带阵列基于图3所示的喇叭形陷波元件类型。在M-AESA计划的第二阶段[28]制造了一个测试阵列。它由 25 × 25 个双极化元件组成，间隔约 1.5 cm，可为 ±60° 内的扫描角度提供高达 10.5 GHz 的无光栅波束成形。在2–18 GHz和所有扫描角度下，测量到阵列中心元件的反射系数小于−10 dB。
T/R 模块的简化框图如图 7 所示。宽带放大器转换器 （AMP）、开关、衰减器和 TTD 波束成形元件封装在一起，形成一个 GaAs MMIC 核心芯片。整个 T/R 模块的尺寸为 1.4 厘米宽× 5 厘米长× 0.4 厘米厚。1.4 cm 的宽度要求是一个具有挑战性的要求，由阵列中 1.5 cm 的元件间距规范设定。
图7.M-AESA T/R模块的简化框图。
这些开关用于在 Rx 和 Tx 路径之间进行选择，在 2–18 GHz 范围内提供大于 40 dB 的隔离度。请注意，这种设计排除了在同一 T/R 模块内同时接收和发送的可能性。所描述的两个开关的布置允许相同的TTD波束成形元件用于Rx或Tx信号。TTD波束成形电路通过在电感-电容网络实现的“人工”传输线之间切换，提供了高达124 ps的时间延迟（相当于自由空间中的3.7 cm）。之所以使用这种方法，是因为物理传输线在所需的延迟下会占用不可接受的芯片面积。延迟由一个 5 位字控制，其中最低有效位相当于 4 ps 的延迟。包括Rx链中的衰减器，以允许整个阵列中的Rx信号逐渐变细，这可能是波束成形期间旁瓣抑制所必需的。Rx 和 Tx 通道中的宽带放大器（图 7 中 TTD 元件左侧）的目的是补偿开关、衰减器以及主要是 TTD 波束成形元件引入的插入损耗。HPA是GaAs MMIC器件，其特性如表4所示，适用于开发的两种不同模型。HPA 1 旨在用于第二天线配置中宽带阵列的发射模块，而 HPA 2 旨在用于该配置中雷达阵列的 T/R 模块。虽然 HPA 2 的工作频率范围略小于 HPA 1，但它仍然足够大，可以容纳 C 波段或 X 波段雷达功能。将 HPA 2 用于雷达功能的明显优势是更高的输出功率。这些 HPA 规格与 2010 年开发 M-AESA HPA 时市场上的类似设备相比具有优势。然而，从那时起，氮化镓技术的出现导致了目前可用的 HPA 明显优于表 2 中的 HPA 规格，如表2中的 HPA 规格相比所示。最后，T/R模块设计中使用的宽带LNA在2–18 GHz的整个Rx工作频率范围内，模块的总体测量噪声系数小于4.1 dB，在6–13.5 GHz的典型雷达工作频率范围内小于2.9 dB。
M-AESA设计利用了子阵列级波形生成和数字化。因此，TTD波束成形所需的总时间延迟是通过子阵列级别的数字域实现和单元级别的模拟延迟的组合来实现的。具体而言，该设计要求能够为来自/流向每个阵列元件的信号提供高达 1144 ps（相当于 34 cm 自由空间）的模拟延迟。如前所述，每个T/R模块中最多有124 ps的延迟，这个数字可能受到核心芯片上用于延迟线实现的可用空间的限制。因此，为了满足模拟延迟要求，为每个子阵列提供服务的单独模拟TTD板为每个阵列元件提供了高达1020 ps的额外延迟，延迟由一个8位字控制，最低有效位相当于4 ps。TTD 板包含与 T/R 模块相同的核心芯片，以提供前 5 位延迟，然后采用微带传输线来实现更高阶的 3 位。电路板上还包括开关，用于在 Rx 和 Tx 模式之间进行选择。
如前几节所述，阻碍实现理想MFRF系统架构的设计权衡主要由与阵列辐射元件、ADC和RF组件（如HPA、LNA和环行器）相关的硬件技术的现有性能限制和/或成本驱动。因此，这些技术的持续进步将是实现海军MFRF系统的最佳设计和具有成本效益的部署的最重要因素。在这些领域保持技术观察将是有价值的，目的是确定未来的MFRF系统设计概念，这些概念可以利用基础硬件技术的进步。技术观察工作将包括监测现有文献以识别相关的新兴技术趋势，并定期调查现成的商业产品，以确定当前最先进的技术。
MFRF系统未来研究的一个关键领域是资源管理，该任务由资源分配管理器（RAM）执行，如图1框图所示。过去，大多数与射频系统相关的RAM架构和算法的研究都集中在相控阵雷达的资源管理上，因为雷达包含许多功能，并且历史上是相控阵的第一个也是最大的应用。在自适应资源管理（adaptive r adar resource management， RRM）方面，既往已有大量研究[55,56,57]。这项工作为研究MFRF系统的RAM实现奠定了坚实的基础，因为为RRM研究的许多技术在其应用中都是通用的。将这项工作扩展到MFRF系统的挑战在于，不仅必须在共享电子设备和AESA集合中容纳更多的RF功能，而且一些附加功能的优先级也与雷达功能的优先级一样高，甚至更高。例如，必须始终为 ES 功能分配一部分系统资源，以便能够持续监控威胁发射，而 EA 功能在激活时，由于其关键的自我保护作用而具有最高优先级。因此，需要仔细研究MFRF系统的资源管理技术，以确定在系统过载条件下，对任何单个RF功能的潜在次优资源分配可能在多大程度上影响其性能。
射频功能的信号处理是未来研究的另一个重要领域。由于篇幅限制，此处不讨论此主题。相反，读者可以查阅有关雷达[58]、ES [59]、EA [60]和通信[61]信号处理的参考文献。基于上述观察结果，下面介绍了MFRF系统资源管理的关键要素。
复杂场景下多功能系统的资源管理技术评估在很大程度上依赖于建模和仿真。用于资源管理的建模工具需要包括以下功能：
用于考虑雷达、ES、EA 和通信任务的实时调度器模型。
雷达搜索和跟踪模式建模。
阵列的动态任意分区，以适应多个射频功能的操作，这些功能通常在不同的时间点被激活。
Rx 和 Tx 模式的分离，以提供利用不同发射/接收阵列增益和波束宽度的灵活性，例如，如果 MFRF 系统配置了单独的 Rx 和 Tx 阵列，就会出现这种情况。
在场景中包含威胁发射器以刺激 ES 功能。
对 ES、EA 和通信功能进行建模，包括将威胁发射器信息从 ES 移交给 EA 功能。
关于最后一项，为ES、EA和通信功能实施相对简单的模型可能就足够了，因为研究的目的是评估资源管理技术，而不是评估这些功能中使用的特定波形或算法的有效性。例如，当 EA 在模型中被激活时，可以简单地假设使用了合适的干扰波形，而无需对它们进行显式建模。相反，重点将放在对 RAM 在那一刻采取的行动进行建模，以便为 EA 函数提供足够的系统资源，以便在所需的 EIRP 下传输，其时间长度被认为是可能击败威胁所必需的。就ES而言，发射探测过程的建模将采用与用于对雷达探测进行建模的基于雷达距离方程的方案类似的方式，只是在ES的情况下将使用雷达距离方程的单向版本。除此之外，ES功能的建模将包括RAM分配系统资源，以允许连续监测整个频谱的威胁发射，并及时覆盖所需的监视量，接收波束宽度足够窄，以实现所需的AoA测量精度。
一旦开发出合适的建模和仿真工具，它将用于探索MFRF系统不同RAM方案的功能和局限性。已发现对RRM有效的资源管理技术将是初步调查的良好候选者。如有必要，可以修改这些RRM技术，以针对MFRF系统应用进行优化。此外，还可以开发和测试新方法。
RAM 控制下的 MFRF 系统硬件资产的特定配置和性能特征是最终决定资源管理技术在多大程度上可以缓解具有挑战性的威胁场景中射频功能性能下降的关键因素。因此，在为本研究选择MFRF系统架构时需要仔细努力，该架构将代表感兴趣的时间线内可用的技术。根据第 3 节中的讨论，初步建议建模的基线 MFRF 系统架构包括以下高级功能：
分离的 Rx 和 Tx 阵列：在可预见的未来，这是唯一确保 Rx 和 Tx 通道之间足够隔离的配置，以允许在相同频率下同时发送和接收，这是涉及 ES 和 EA 功能时的要求。
多频段：考虑到许多所需硬件组件的带宽限制，谨慎的做法是假设多频段系统覆盖高达 40 GHz 的整个工作频率范围和多个频段。对第3节所述的现有技术的检查表明，关键组件（即HPA、LNA和ADC）的性能特征现在或将在不久的将来足以支持一个大致覆盖4-10 GHz的频段。这个频率范围很重要，因为它在名义上涵盖了所有雷达子功能（VS、HS 和 TI），以及 X 波段通信功能，并且是 EA 和 ES 功能工作范围的重要组成部分。因此，该频段为RAM提供了最大的潜力，可以产生具有挑战性的过载情况，因此将成为资源管理研究的重点。
元件级数字化和子阵列级波形生成：在MFRF系统中使用元件级数字化的关键动机是任意分割Rx阵列的灵活性，并以数字方式形成来自AESA同一部分的任意给定数量的多个同步Rx波束。元件级数字化已经在一些商用雷达中实现，ADC技术向更高性能和更低成本发展的持续强劲趋势表明，在不久的将来，这一设计特性将得到越来越多的利用。另一方面，元件级波形生成的好处并不那么显著。如第 3 节所述，利用子阵列级波形生成会牺牲配置 Tx 阵列的一些灵活性，并且需要在 Tx 通道中插入无源移相器或 TTD 电路来执行波束成形，但这些缺点可能会被通过实施更少的 DWG 实现的系统成本和复杂性的降低所抵消。
建模工作将至少包括两种情况——良性和具有挑战性。这些描述如下。
良性方案：在此基线方案中，MFRF 系统不需要响应任何威胁。因此，唯一激活的功能将是 ES、VS/HS 雷达，偶尔还有 X 波段通信。RAM将能够为这些功能中的每一个分配足够的资源，使它们能够以最佳性能运行。
具有挑战性的场景：除了在良性场景中运行的功能外，还将在此场景中插入许多威胁，以强制激活 EA 和 TI 雷达功能。在这些过载条件下，预计每个射频功能所需的理想资源量不会在场景中的每个点都可用。在这种情况下，RAM以最佳方式分配资源的能力将是RF功能性能的关键决定因素。
本文讨论了在设计和开发基于AESA的MFRF系统时必须考虑的关键问题，该系统取代了现代海军舰艇上的许多单一用途RF系统和相关的上部天线。在MFRF系统中进行整合的RF功能包括雷达、EA、ES和通信。雷达子功能包括体积搜索、地平线搜索和终端照明。适合包含在基于 AESA 的 MFRF 系统中的通信业务是 X 波段、Ku-band 和 K一个- 频段卫星通信，以及 Ku-波段 TCDL。
回顾了候选射频功能的关键发射和接收要求，即工作频率、信号带宽、动态范围、EIRP、单向波束宽度、占空比和信号极化。这些特殊要求对允许在多个射频功能之间共享AESA辐射元件和射频组件的系统的开发提出了最大的挑战。此外，还讨论了驱动每个射频功能满足这些要求的因素。
提出了一种理想的MFRF系统设计架构，该架构将满足各个RF功能的要求，最大限度地减少所需的AESA数量，并提供最大的灵活性，以促进资源分配管理器将系统资源动态分配给这些功能。这种理想架构的主要特点是：（1）AESA中的每个辐射元件都由一个发射和接收信道共享，通常两个信道中的每一个都可以同时由不同的RF功能使用;（2）AESA辐射元件为双正交极化，允许在所有信号极化下接收/传输;（3） 所有组件都具有足够的带宽来支持相关射频功能的整个工作频率范围;（4）每个发射通道和接收通道分别具有自己的数字波形发生器和数字接收器，以充分利用元件级数字化和波形生成的优势。目前，现有硬件技术的成本和/或性能限制导致设计权衡和妥协，阻碍了这种理想架构的实现。权衡分为三类：（1）组合与单独的发射/接收阵列;（2）宽带与多频段操作;（3）元件级与子阵列级数字化/波形生成。详细讨论了这些权衡中涉及的考虑因素。偏离理想的MFRF系统架构的后果通常是所需的AESA数量较多，并且将AESA资源分配给不同RF功能的灵活性较低。
介绍了在其他国家开展的MFRF系统原型开发计划。1998-2009 年在美国 ONR 的赞助下开展的 AMRFC 计划首次展示了覆盖 6-18 GHz 的 MFRF 系统的概念，具有实时雷达、电子战、EA 和通信功能，共享波形发生器、接收器和一对分离的接收和发送 AESA。InTop 计划由 ONR 于 2009 年启动，作为 AMRFC 的后续项目，目前仍在进行中。它的目标是通过开发五个射频系统原型，进一步推进用于MFRF系统的宽带阵列和射频组件技术，每个原型的MFRF能力低于AMRFC测试平台，但具有更高的TRL，以促进分拆到采集计划中。M-AESA 计划是瑞典和意大利于 2005 年至 2014 年联合开展的一项努力。其目的是在下一代基于AESA的MFRF系统原型中开发和实施新的硬件技术和系统概念，该原型在2-18 GHz的工作范围内集成了雷达、EA、ES和通信功能。M-AESA 计划中出现的主要射频构建模块是宽带天线阵列和包含模拟 TTD 波束成形元件的宽带 T/R 模块。
最后，MFRF系统资源管理作为未来重要的研究领域提出。这项工作的一个特别重点是资源管理技术的有效性，以减轻系统过载情况的影响，在这种情况下，必须激活所有射频功能以响应检测到的威胁情况。在这些情况下，假设可能没有足够的系统资源来确保每个射频功能所需的最佳资源量在场景中的每个点都可用。在良性和超负荷情况下对拟议的资源管理技术的评价将主要通过建模来完成。确定了用于MFRF资源管理的建模和模拟工具的关键功能。提出了一种MFRF系统架构用于建模工作，主要基于现在可用或在不久的将来可能采用的硬件技术。这种配置的主要特点是分离的多频段发射/接收阵列，具有元件级数字化和子阵列级波形生成功能。
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