摘要：針對常規三相逆變電源不能滿足任意不平衡負載的缺點，提出了一種組合式三相逆變電源，其電路和磁路完全解耦。各相電壓獨立調節，相位分別采用鎖相環進行閉環控製，使輸出電壓的相位跟蹤各自的基準相位，保證了輸出電壓和相位的對稱性。實驗證明了電路設計的正確性，該方案已應用到SFC—D係列逆變電源中。
關鍵詞：不平衡負載；相位對稱性；相位反饋；鎖相環；穩定性
0 引言
對於三相逆變電源供電係統，如果三相負載是平衡的，對電源輸出相位的對稱性不構成影響。倘若三相負載不平衡，由於電源相與相之間在電路和磁路上都存在耦合關係，這就勢必要影響到三相電源輸出相位的對稱性，使之偏離120°的對稱關係。相位的不對稱隨之也引起線電壓的不對稱，負載的不平衡度越嚴重，影響越大。以致負載不能正常工作，儀表及軍事裝備的性能不能正常發揮。針對常規逆變電源存在的這一實際問題，本文提出了相位反饋，用鎖相環將輸出電壓的相位與基準相位比較，實現閉環控製的方案。設計了相關的電路，並進行了電路實驗，較好地解決了這一問題。使逆變電源的供電特性得到提高，有效地拓寬了對負載的適用範圍。
1 相位跟蹤鎖定的基本原理
圖1(a)是一台逆變電源的輸出電路示意圖[1]，虛線框內為輸出端交流濾波器。將每相輸出濾波器的串聯阻抗與逆變器的輸出阻抗合並，以A相為例其串聯等效阻抗可表達為
ZAS=RAS+jωLAS （1）
式中：RAS、LAS分別為等效串聯電阻和電感。
負載不平衡時逆變電源輸出端電壓矢量圖如圖1(b)所示，可以看出盡管逆變器輸出電壓UAt,UBI，Uc1對稱，而負載端的UA，UB，UC已不再對稱，常規逆變電源是無法克服這一弊端的。在圖1(c)的矢量圖中，盡管負載不平衡，UA，UB，UC仍為對稱的，而逆變器的輸出電壓UAI,UBI,UCI卻是不對稱的，這就是說，在負載不對稱的情況下，可以在逆變器輸出端進行校正。隻要分別動態地實時控製各相的相位重新回到對稱位置，就可以維持電源輸出端的相位總是處於對稱狀態。基於這種設計思想，相位控製電路組成框圖如圖2所示。以A相為例，它由信號調理、電子開關、鎖相環路、正弦脈寬調製器等組成。基準相位發生器產生二相互差120度的參考相位信號Uir(i E a，b，c)。
2 電路的設計與實現
2．1 信號調理與電子開關電路
電路如圖3所示。在電源的輸出端由取樣變壓器降壓隔離後的相位反饋信號Uar，經跟隨器A1緩衝隔離，送到比較器A2同相端。為保證A2的輸出端在無信號反饋時穩定無振蕩(如檢修或逆變器不工作)，且有一個確定的高電平，三相的調理電路統一設置一個參考電平—Uref，—Uref其實是一個超前補償電平，因而還可以提高相位反饋環路的響應速度，並不影響相位檢測的精度，而且也避免了比較器在過零點的抖動。設計選用高輸入阻抗，高共模抑製比，低漂移，低功耗，速度適中的集成運算放大器TL082作跟隨器和比較器。R3，D1用以削去負向方波。調理後的信號為Uaf。
當高壓整流電路，控製電路等低壓電源均已上電工作，主電路處待逆變狀態時，輸出端無輸出，因而信號調理電路無反饋輸入。PLL雖有基準相位方波Uar，但無比較對象，PLL處在失鎖狀態。電子開關的作用就是將壓控振蕩器(VCO)的輸出經N1分頻後的Uvi接入。構成內環的閉環鎖相，由此決定SPWM電路中參考正弦的相位。控製電路產生的驅動信號處於待發送狀態。逆變啟動後，逆變輸出Uaf反饋至信號調理電路產生Uar,電子開關再將Uaf切換至PLL與參考相位Uar進行相位比較，構成外環的相位反饋控製，斷開內環的UNI信號。其波形關係如圖4所示。電子開關由組合邏輯電路完成，這裏不再詳述。
2．2鎖相環的應用
鎖相環是整個方案設計的重點，電路如圖5所示。由鎖相環[2][3]的理論知，鎖相環是利用相位差產生控製信號，從而消除相位偏差，所以，鎖相環的輸人量是基準相位信號Uir的相位，輸出量是逆變器輸出電壓Uar(i Ea,b,c)的相位。因為Uir的頻率是固定的，可設基準輸入相位為Wit+oi壓控振蕩器(VCO)的數學模型為
ωt（t）=ω0+k0uc（t） （2）
式中：Uc(t)是VCO的控製電壓；
Wo為VCO的固有頻率；
Ko為VC0的控製靈敏度。
環路反饋的瞬時相位θf(t)是ωr(t)的積分，即θf(t)=ωot+Kouc(t)／p，可以推得頻差和相差的關係為
θe(t)=△ωo(1-e-h)／K+θe(O)e-kt (3)
式中：第一項為零狀態響應,第二項為零輸入響應，θe(O)為起始相位差。
對式(3)的進一步分析表明，因鎖相環基準相位信號Uir(t)的頻率是固定的，可以消除頻差。但存在一定的相差Or(t)，Oe(t)能否消除，取決於環路低通濾波器(LPF)的特性。若LPF能產生一個△Wo／k的控製電壓，則Oe(t)=0。因此，環路濾波器的參數對整個環路的動靜態性能影響很大，設計時可以通過調整參數來獲得想要的性能。由R3,R4,C1構成無源比例積分器，其開環傳遞函數為
Ho(s)=K(l+t28)／s(l+t1s) (4)
式中：τ1=(R3+R4)C1，τ2=R4C1。
由於逆變器和輸出濾波器均是滯後環節，寄生相移的影響使實際的相位裕量可能小於零，環路將處於不穩定狀態。分析表明[4]，二階環路的相位裕量y隨阻尼比f的增大而增大，超調量Mp隨f的增大而減小。
3 實驗結果
逆變電源的輸出頻率通常是穩定不變的，不存在頻率的躍變。設計適當的電容電阻(C1，R3，R4)參數，可使起始頻差很小，能快速進入捕捉帶。基於上述設計思想，應盡可能地增大f，而減少ωn(環路的自然諧振頻率)，且ωc(級通濾波器的截止頻率)和Wn在同一個數量級。通頻帶的減小有利於幹擾的抑製，相位裕量的增大有利於環路的穩定。這對逆變器來說至關重要。環路的調節時間不必苛求，穩態跟蹤誤差達到指標要求即可。通常時間常數T1，T2的選取原則為：T1>1／f1(f1為參考頻率)，T1>10T2。經多次優化，選取了一組環路低通濾波器的有關參數進行了綜合設計：
τ1=3．5 s，τ2=O．1 s，ξ=3．5，N=32(環路的分頻比)，因為
通常選取ωn<Wr(參考相位的角頻率)，以提高環路對雜波的抑製度。按照選取的參數
采用通用型集成電荷泵鎖相環CD4046和相應電路在一台三相12 kw、400Hz、127 V／220V的實驗樣機上進行了電路試驗。圖6為A相額定負載，其餘兩相空載時，A相輸出Uaf跟蹤參考相位Uar的波形(圖中Uar 5v／格，Uaf 50V／格)。
4 結語
在SFC—D係列組合式變頻電源[5]中，采用了上述相位控製方案。即使三相負載100％的不對稱也能夠保證相位的對稱性，並且每相可分別作為單相電源使用而相位的對稱性不受影響，使電源的應用範圍更加擴大，提高了裝置的性價比。應用表明，整個方案的設計正確，結果令人滿意。
