12V0.4A和5V3A双路输出自激式开关电源电路图如图7-3所示。该电路的输入为220V交流电源，通过R1经C1、L1低通滤波后加到整流桥VD1—VD4上。图中，FU为熔断管，具有过流保护的作用；RV为压敏电阻。整流后的脉动直流由C2滤波，得到310V左右的直流电压加到变压器TR的初级绕组Np上。
当VT1截止时，正电压经R15和VT1的基极向C4充电。当充电电压达到0.8V后，VT1导通，于是C4通过VT1的发射极和电阻R5放电，使VT1的发射极电位升高，基极电压Ub下降。当Ub低于0.3V后，VT1截止，正电压又通过R15向C4充电。在VT1导通期间，直流电压通过变压器初级绕组向VT1供电，Np在开关晶体管的作用下不停地向变压器TR的次级绕组传递能量。同样，次级绕组在初级绕组的作用下发生振荡，产生一个高频电压并经次级二极管整流、电容滤波后，产生不同电压等级的直流电。该直流电的电压高低和电流大小与次级绕组的匝数和整流二极管的平均电流Id有关。当然，次级绕组的线径对此影响也很大。
在图7-3中，R12、C5、VD5是第一吸收网络，吸收来自电网的尖峰电压和浪涌电压，以保护开关管VT1。VDz1、VD6是第二级吸收网络，吸收高频变压器TR的次级反峰—峰值电压及初级漏感电压。这两种电压的峰值高，波形陡峭，能量大。因为自激振荡变换属于反向激励变化电路，在VT1截止期间，磁通恢复慢，剩磁比其他形式的变化器严重，所以磁芯容易产生饱和。利用R12、C5、VD5吸收电路可以减少VT1的截止时间，实现快速翻转。R6、VD71也可以用同样的目的加到VT1的基极，加速其导通。C3、R3是阻尼电路，在VT1关断时吸收网络余能，抑制VT1集电极与发射极之间的浪涌电压，以保护VT1。光电耦合器PC817与VT2组成VT1的控制电路。若输出电压又变化，则通过光电耦合器隔离、VT2放大后加到VT1的基极，以推动高频变压器的能量传输。R5是VT1的电压负反馈电阻，起着过流、过压检测保护的作用。
当变压器次级绕组的12V输出电压增大时，变压器初级绕组Np的电流也增大，流经VT1集电极的电流增大，也使VT1的发射极在R5上的压降Ue上升。当Ue上升到0.6V后（1.81A），VT1截止，驱动脉冲闭锁，实施了过流保护。另外，由于负载减轻，输出电流减小，12V电压升高，所以使得变压器TR的检测绕组N4的电压Un4也上升。当Un4超过5V后，稳压二极管VDz2处于反向截止状态，失去稳压作用，立即使VT2的基极电压升至3.5V以上，VT1也马上截止，这是过压保护的作用。
