采用电压反馈放大器 (VFA) 来设计一个优质的电流到电压 (跨导放大器) 转换器是一项重大的挑战。本文将会探讨一个用 345 MHz 的轨到轨输出，电压反馈放大器 (例如是美国国家半导体的 LMH6611)来实现的简单 TIA 设计，并提供 TIA 设计所必需的信息，讨论 TIA 的补偿和性能结果，以及分析 TIA 输出端的噪声。
图 1 所示为一个用电压反馈放大器构建的带有光电二极管等效电容和运放输入电容的 TIA 模型。
由于 LMH6611 工作在较大增益 (RF) 时，其输入偏置电流便较低，故可容许电路工作在低光强度的条件下。运算放大器反向端上的总电容 (Cr) 包括光二极管的电容 (CPD) 和输入电容 (CIN)，Cr 在电路稳定性方面扮演着很重要的角色，而稳定性则取决于这个电路的噪声增益 (NG)，其定义为：
图 2 所示为噪声增益与运算放大器开环增益 (AOL)交点的波特图。当增益较大时，CT 和 RF 在传递函数中产生了一个零点。在较高的频率下，在环路附近会出现过大的相移，使得跨导放大器绝对不稳定。
为了保持稳定性，需要加入一个反馈电容 (CF) 与RF 并联以便在噪声增益函数中的 fP 处构建一个极点。通过选用合适容值的 CF，便可使噪声增益的斜坡变平从而获取最佳的性能，这样使得频率 fP 点的噪声增益等于运算放大器的开环增益。这个在 AOL和噪声增益交点以上的噪声增益斜率“平坦化”会得到一个 45 度的相位余量 (PM)。这是因为在交点处，fP 点的噪声增益极点会贡献一个 45 度的相位超前，因此给出了一个 45 度的相位余量 (假设 fP 和fZ之间最少有 10 MHz 的距离)。
公式 3 和 4 理论上可计算出 CF 的最优值和期望的 -3 dB 带宽：
公式 4 指出 TIA 的 -3 dB 带宽与反馈电阻成反比。因此，假如带宽很重要的话，那最好的方法是在一个适度的跨导增益级后跟随一个宽带电压增益级。表 1 示出在不同光电二极管下的 LMH6611的测量结果，这些光电二极管在 1 kΩ 的跨导增益 (RF) 下有不同的电容值 (CPD)。至于 CF 和 f-3 dB 则是分别通过公式 3 和 4计算出来。
图 3 示出对应于表 1 中不同光电二极管的频率响应。当全部所需的增益都放置到TIA 级时，信噪比便得以改善，原因是由RF 产生的噪声频谱密度会随着 RF 的平方根而增加，而且信号也会线性增加。
毫无疑问，在设计时必须考虑所有的噪声来源。当分析 TIA 输出的噪声时，必须注意运算放大器噪声电压、反馈电阻器热噪声、输入噪声电流和光电二极管噪声电流都不是全部工作在同一个频率范围。运算放大器的噪声电压将会在噪声增益的零
点和极点之间的区域被放大，而 RF 和 CT的数值越高，则噪声增益的峰值便越早出现，从而对整体输出噪声的贡献亦越大。
通过计算 TIA 输出处所有有贡献的噪声电压之方均根值，便可得出等效的总噪声电压值。
总括来说，总电容 (CT) 对于 TIA 的稳定性起了很重要的作用，CT 愈小那稳定性便愈高，而把 CT 尽量降低有两个方法，一是选择合适的运算放大器，二是施加一个反向偏压给光二极管，但这会引致有过量的电流和噪声出现。本文证实从实验中不同光二极管和补偿方法得出来的测量结果与理论非常吻合。
联系客服
