摘 要：变速恒频电源系统是基于发动机拖动的发电机系统，为保证电源的频率和电压稳定性，研究逆变器中采用了固定开关点的优化SPWM技术，通过调节发电机励磁电流来调节输出电压的大小。变速恒频电源的输出符合三相供电体制，逆变器输出端设计了中点形成变压器以形成三相电源的中点。应用MATLAB软件中的Simulink仿真工具作为平台，对电源的输出结果进行了观测。分析了不同仿真参数对输出结果的影响，最终达到了电能输出的质量要求。
关键词：变速恒频电源；SPWM逆变器；MATLAB仿真
交通工具载用电源以12 V直流居多，由于电压较低，给大功率的载用电气系统供电需较大电流，致使供电线缆较粗，不仅占用较大空间，且比较笨重，为此，采用变速恒频电源。该电源是基于发动机拖动的发电机系统，发动机因调速的需要转速范围较大，这将会影响发电机的频率和电压的稳定性。为了解决这一问题，研究采用固定开关点预置SPWM正弦脉冲宽度调制方式的逆变器[1]，将其逆变为115/200 V、400 Hz恒频交流电能，并在电源输出端设计了输出滤波器和中点形成变压器[2]。
变速恒频电源由发动机直接驱动，包括功率变换控制器、控制电路以及反馈电路(见图1)。它是一类以大功率电力电子技术为基础的移动载用电源，最终输出400 Hz、115/200 V三相交流电。
图1 变速恒频电源构成图
发电机采用变频无刷交流发电机，其频率变化范围与发动机的转速变化范围相关。功率变换器将发电机发出的变频交流电转换成直流电，再经过逆变器变换为交流电，其中，逆变器采用开关点预置正弦脉宽调制方案控制，控制器的检测保护功能用微处理器来实现。
2.1 功率变换控制器
功率变换控制器是电源系统的控制核心器件。其由整流、滤波、逆变和中点形成变压器等部分组成。功率变换控制器可以检测电源系统的工作状态，若系统工作异常，此时可断开发电机断路器和控制继电器，从而使系统得到保护。
功率变换控制器由如下几部分核心电路模块组成：输入/输出接口电路、开关电源内置电路、微处理器CPU板电路、电压调节模块电路、变换器的信号产生电路以及恒流源驱动电路等(见图2)。
图2 功率变换控制器结构图
通过控制发电机上励磁机的励磁电流的大小就可以使电源系统输出的电压稳定保持在相电压115 V、线电压200 V。由变换器的信号驱动电路驱动功率变换器桥臂上的各相，功率晶体管的输出电压再经过滤波器的滤波，这样经过变换器后，电源输出三相正弦交流电。由于三相驱动PWM波形信号是被存储在EPROM中的，它受预先设定好的晶振频率控制，并按照一定的时序输出。其功能是变换器的交流电频率能很稳定地保持400 Hz不变，使电源的供电质量具有较高的精度。内置的开关电源电路主要是用于供给上述各个电路的低压直流电源，它们是+5、+15、+28及-15 V电压。另外，在电源系统的汇流条接触器、主接触器上的+28 V电压控制信号也是由内置电源提供。
2.2 调压器
2.2.1 调压器构成及原理
调压器由电压检测部分、电压基准、电压比较、脉冲变换和功率输出等几部分电路构成。其原理图如图3所示。
图3 调压器电路原理图
发电机的调压器利用当前较成熟的脉冲宽度调制的方式，控制发电机的励磁电流。调节点的电压能通过电压检测反馈环进行动态的反馈，能将实时的电压信号与预先给定的电压基准信号进行比较。偏差信号通过比例积分环节再经放大进入执行电路调节脉冲宽度(PWM波)的占空比，从而调节串联在发电机的激磁电路的功率管导通/截止的时间，对发电机励磁机的电流大小进行控制，实现对发电机输出端电压的调节，使变速恒频电源的输出电压稳定在115/200 V。
2.2.2 PI调节环节
电压检测和电流检测电路的设计，使发电机输出电压的调节及电源的外特性得以实现。所以本文应用激磁电流内环与电压外环，组成双闭环的PI调节器，对检测电路进行控制。
电压环PI调节电路如图4所示，激磁电流内环PI调节电路如图5所示。图4中在比较器的正相端为给定电压，负相端为检测电压的反馈值；图5中采用双闭环在比较器正相端接入电压外环的输出量，负相端接入内环电流的反馈量。
图4 电压环PI调节电路
图5 激磁电流内环PI调节电路
由图4和图5可以分别求得电压环和电流环的传递函数表达式：
(1)
(2)
式中，k1和k2分别为电压环和电流环的比例放大系数，k1=R6/R5，k2=R3/R2；T1和T2分别为积分器的时间常数，T1=R6C1，T2=R3C2。
比例环节的放大系数选取的较大，会使系统纠正偏差的速度加快，但是过大的放大系数会使系统稳定性下降，从而使系统的振荡时间过长。对于积分环节来说，积分时间若选取的越小，积分作用就越强，这将减少动态误差，但也会使振荡增强。这2个参数的选取难以由数学计算的方法得到可用的数值，一般要在工程现场或仿真中进行调试。
3.1 三相整流电路
AC-DC变换电路图如图6所示。
图6 三相整流电路图
在电路变换中，AC-DC变换电路将交流电能变换为直流电能，在该电路中当某一对二极管被导通时，输出直流电压就等于交流侧中线电压最大的一个。这一线电压在向负载供电的同时也向滤波电容C充电。在二极管没有导通前，电容处于高电位向负载放电，此时电容上的电压Ud按照指数规律下降。若二极管在距离线电压过零点δ角度处开始被导通，设此时二极管VD1与VD6同时导通的时刻为时间零点。此时，A、B两相间的线电压为：
(3)
A相的相电压为：
(4)
式中，U2为电源电压的有效值。
当ωt=0时，二极管VD1与VD6导通，这时整流后直流端电压等于UAB，在下一时刻被导通的是二极管VD1与VD2，整流一侧的电压等于线电压UAC。二极管的这2个导通过程之间有2种情况出现：1)当二极管VD1与VD2导通之前，VD1与VD6被同时关断，三相交流侧向直流侧的输出电流id是不连续的脉动电流；2)VD1是一直处于导通状态，在交替时由VD6导通换到VD2导通，这时整流后的直流电流id是连续的。在VD1与VD6同时被导通的时段与VD1与VD2同时导通的阶段，ωt+δ=2π/3处是2种状态的一个临界情况，此时id正好连续。由电压下降速度相等的原则，可以求出临界状态的条件。则由：
可以得到：
(5)
式5就是整流电流id的连续和断续的临界条件。当
3.2 SPWM正弦脉宽调制逆变电路设计
采用技术成熟的脉宽调制逆变器，图7所示是带中点形成变压器的脉宽调制型逆变器主电路。逆变电路采用开关点预置SPWM三相脉冲宽度调制型逆变器[3]，由三相逆变桥、输出LC滤波电路和中点形成变压器组成。图7中，UA、UB、UC分别为A、B和C三相的调制信号，U0为三角载波信号，它们的初始相位角依次相差120°。
图7 带中点形成变压器的逆变主电路结构
在电源容量一定时，功率晶体管有效载荷是四通道阶梯波逆变器的4倍，所以通过功率晶体管的电流值很大。这种逆变器工作时晶体管开关频率也要比阶梯波合成型的高很多。这使功率晶体管开关响应时间很短。一般应用的开关器件，其上升时间与下降时间约为1 ns，其存储时间约为3 ns。在选择功率晶体管时，应考虑放大系数不能过小，载用电源的恶劣工作环境，选用高温结功率晶体管，其温度应>200 ℃，同时满足体积小而轻、散热良好的特性。
3.3 三相交流输出滤波器的设计
在电源空载的情况下，逆变器输出的电压即LC低通滤波器的输入电压UI，滤波器电感L上的电压UL，滤波电容C上的电压UC，三者之间的关系为：
(6)
式中，ω=2πf。
设低通滤波器中的电感量与电容量分别为Lf和Cf，支路的输出电流为I，可得：
(7)
式中，
电源的输出电压等于LC低通滤波器的输出电压Uo，它们的关系为：
(8)
(9)
电源输出的交流电压中的第N次谐波电压UoN可表达为：
(10)
式中，f1为电源输出电压的基波频率，f1=400 Hz。这样就可以推算出LC低通滤波器输出电压各次谐波的含量。
对于LC滤波器，滤波电感基波容量PL为：
PL=I2ωL
(11)
滤波电容的基波容量PC为：
PC=U2ωC
(12)
式中，ω是输出电压基波的角频率；U是负载电压；I是电流的有效值。
由
输出滤波器阻抗由RL=U2/P来确定。经计算，取阻抗为0.44 Ω。
电感量由Lf=R/(2πfc)来确定。由于滤波器会将一部分电能返回电源系统，为了使滤波器尽可能地传送有功功率，而减少对逆变器的无功功率反馈，一般取R=0.8RL。经计算，选取电感量为70.7 μH。
滤波电容量由Cf=1/(2πfcR)来确定。经计算，选取电容量为110.5 μF。
在MATLAB软件中利用Simulink界面环境[4]，搭建电源仿真模型，对电源的输出进行仿真研究。仿真参数如下：输入直流电压为270 V，输出电压为115 V，输出线压为200 V，电源输出频率为400 Hz。
选用3桥臂的IGBT，内阻为0.01 Ω，缓冲电阻为100 kΩ，设置SPWM波调制比为M=0.8，输出频率为400 Hz的交流电，当逆变器频率为2.5 kHz时，控制参数kp=1，ki=20时，相电压波形如图8所示。
图8 电压波形图
从图8a的输出波形分析，输出相电压在幅值上能达到115 V的要求，输出频率上也基本能达到400 Hz的要求，但谐波成分较高，波形不够规则平滑。为了得到较为理想的供电质量，调整控制参数的值kp=5，ki=20，同时提高控制开关器件的频率为9 kHz，观测输出的电压波形(见图8b)。在图8b中，增大比例环节的系数，电压的幅值有小幅度的上升，更接近输出要求。从观测波形看，谐波含量较图8a有较明显的消除，但若再增大比例系数，从仿真输出结果观测，波形有失真现象。
若不改变其他参数，将开关频率进一步提高到12 kHz时，输出波形有明显的改善(见图8c)。其输出结果已经能满足电源的输出相电压的要求，谐波分量已经基本被拟制，输出电能质量较好。
在图8a仿真参数下，当调制比不变时，观察A相、B相之间的输出线电压波形(见图8d)。从图8d可以看出，在起始时间段线电压幅值波动较大，在第1个波形周期中，正半周期<200>
改善控制的参数，增大比例环节以加快纠正偏差的速度，缩短调节时间，同时加强积分作用，在图8b仿真参数的基础上，改变积分系数ki=80，M=0.8，仿真输出波形如图9所示。
图9 线电压输出波形
调整参数后，输出线电压波形较图8d有明显改善，线电压幅值能很快地稳定约为200 V，有小幅度的超调，频率为400 kHz，基本符合电源的输出要求。
为了使线电压的超调进一步减小，在上述参数不改变的条件下，将开关频率提高到图8c仿真的开关频率12 kHz，同时将调制比降为M=0.75，观察线电压输出的波形(见图10)，可见电源的输出已经达到设计要求。
图10 改变调制比后线电压输出波形
在仿真过程中发现，仅提高开关频率，对线电压的输出波形影响已经不明显，通过多次变换频率参数发现，只有频率<2 khz时，才会引起波形的畸变。在较高的开关频率下，适当地降低调制比能使输出线电压很快地稳定在200="">
参考文献：
[1] 刘凤君. 正弦波逆变器[M]. 北京：科学出版社,2002.
[2] Heathcote M J. 变压器实用技术大全[M]. 北京:机械工业出版社,2008.
[3] 王水平, 周培志.PWM控制与驱动器使用指南及应用电路[M]. 西安：西安电子科技大学出版社，2005.
[4] 林飞，杜欣. 电力电子应用技术的MATLAB仿真[M]. 北京：中国电力出版社,2014.
责任编辑 郑练
Research on Variable Speed Constant Frequency Power Supply
HAN Xiaofeng
(Xi’an Railway Vocational and Technical College, School of Electrical Engineering, Xi’an 710026, China)
Abstract：For the variable speed constant frequency AC power supply system, the regulator control part and the power converter constitute the main circuit. Voltage detection circuit and current detection circuit for a specific circuit are designed. In the inverter a fixed switch point of the optimized SPWM technology is used. By adjusting the generator excitation current, the size of the output voltage is adjusted. The output of the variable speed constant frequency power supply conforms to the three-phase power supply system. The midpoint is designed in the inverter output terminal to form the transformer to form the midpoint of the three-phase power supply. Using Simulink simulation tool in MATLAB software as the platform, the output of power supply is observed. The influence of different simulation parameters on the output result is analyzed, and the quality requirement of the power output is finally achieved.
Key words：variable speed constant frequency power supply, SPWM inverter, MATLAB simulation
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