前几篇讲述的音频功率放大器都是单电源供电,输出经由耦合电容“隔直通交”送给扬声器,属于OTL电路。这类电路的结构特点是,功率管与耦合电容连接点的直流电位约为电源的一半,扬声器没有直流偏压;这类电路的工作特点是,正半波时,电源经上半区功放管给负载提供能量;负半波时,下半区功放管导通,耦合电容充当电源,把存储的能量释放给扬声器。故大功率输出时,要求耦合电容的容量要足够大,否则就不能满足功率输出,波形削顶失真。
目前,音频功率放大器常采用“全对称式OCL功率放大电路”,该电路除了采用复合管、温度补偿等措施外,还把OCL电路里的差分输入、激励放大与功率放大三级电路都设计成互补对称。正半波时,上位功率管导通、下位功率管截止,系统由正电源给负载提供能量;负半波时,上位功率管截止、下位功率管导通,系统由负电源给负载提供能量。这样,就充分发挥了NPN型和PNP型功放管能够互补工作的优点,让信号从输入到输出均处于推挽放大之中,使电路获得很好的稳定性和保真度,电路图如图1所示。
图1
电路中各元器件作用和功能,如表1。
表1
元件或信号 | 名 | 作 |
IN | 信号输入 | — |
R1 | 低通滤波电路 | 使输入音频信号电压适当衰减 |
C1 | 耦合电容 | 隔直通交 |
R2 | VT1、VT3 静态偏置电阻 | 保证VT1、VT3基极电压为零,与C2配合确定高频输入信号转折频率 |
C2 | 高频信号 抑制电容 | 限制输入信号的通频带,让有用的音频信号通过,旁路20kHz以上的信号,抑制输入信号中的高频分量 |
VT1、VT2 和R12 | 上下半区差动放大器 及发射极“拖尾”电阻 | 放大后的信号从VT1集电极输出,送到激励级VT5进行反相电压放大 |
VT3、VT4 和R11 | 放大后的信号从VT3集电极输出,送到激励级VT6进行反相电压放大 | |
R5、R6 | 平衡调节 | 分别串联于相应晶体管发射极,用以调节差动管的差异性造成的不平衡 |
R7、R8 | ||
VT5、VT6 | 激励级 | 对双差动放大器输出的信号进行二级放大,使之动态范围更大,驱动后级电路的能力更强,实现由VT5、VT6构成互补对称的差动电流放大 |
VT8、VT10 | 复合管 | 更大的电流放大倍数 |
VT9、VT11 | ||
VT7、 R17、R18 | UBE倍增电路 | 消除交越失真,且具有温度补偿作用(VT7需要紧贴散热片安装,利用晶体管的温度效应,补偿功放管的温度特性,使之具有良好的温度适应性) |
C4 | 相位超前补偿电容 | 1.防止多级放大器晶体管集极电容的移相作用,使输出端信号相位逆转(即破坏正反馈自激条件),避免电路自激 2.在满足电路不自激的前提下,C4的值应尽量小些,以免影响功放的高频响应 |
C5、C6 | 相位滞后补偿电容 | 1.防止信号相位逆转,配合C4避免电路自激。这两只电容会使输出信号相位滞后(甚至逆转)——这点与C4的超前补偿作用不同 2.电路的瞬态响应速度影响很大。若取值过大,则很容易导致瞬态互调失真,故高保真功放应尽量避免采用滞后补偿,自激问题可通过选用极间电容小的晶体管或者通过超前补偿来解决 |
L1 | 滤波电感 | 滤除超音频信号 |
R23、C9 | 茹贝尔补偿网络 | 对扬声器纯电感负载进行相位补偿,克服高频自激 |
C3 | 提供交流通路 | 隔直通交 |
R13、R14 | 反馈和取样电阻 | 电压放大倍数 Au=1+R14/R13=34(倍) |
通常为了降低成本,在音频功率放大器中,前置放大器与功放级使用同组电源,这样就会带来两个弊端:其一,大动态时,功放级的大电流使电源内阻的压降过大,电源电压降低,导致激励级的供电电压不足,动态范围明显变小,功放级获得的驱动电压不足,达不到应有的输出功率,因而大动态时推动大功率音箱就会显得力不从心;第二,大动态时,电源波动产生的干扰信号使激励级的输出信号幅度被调制,从而降低声音的清晰度。
为了克服大动态时工作的两个弊端,本电路在前置放大器与功放级的供电通路中串入二极管VD1、VD2隔离,这样就可以明显地改善大动态时的性能。隔离式供电的工作原理如下:当输出级的瞬间大动态信号电流使电源电压低落时,二极管VD1、VD2的反向截止,由于滤波电容C7、C8容量较大,短时间内能保证差动放大级的电压不至于跌落,待电容上的电压即将跌落时,输出级的瞬间电流峰值已过,电源电压即可恢复原值,可以立即向C7、C8及差动放大级供电。这样,在大动态时差动输入级和激励级的电源电压基本不受影响。
制作说明:差分输入级误差小于3%,越小越好(实际上1%也能挑到)。激励级上下半区对管也一样,电压放大级5%就可以了。选β值不是也大越好,100~150左右就可以了。另外,线性要好一些,曲线不会太陡。末级有点特殊,因为是电流输出级,一般要在3A来选,误差5%最好。
一、直流测试(双电源±15.7V,加在差动输入级和激励级的电压为±15V)
1.差动输入级
分区 | 元件 | 压降 | 元件 | 压降 | 电流 | 元件 | 压降 | 电流 | 备注 |
上半区 | R3 | 2.09V | R5 | 73.4mV | 0. 73mA | R12 | 14.51V | 1.46 mA | R12的电流等于 R3与R4电流之和 |
R4 | 2.13V | R6 | 72.8mV | 0. 73mA | |||||
下半区 | R9 | 2.09V | R7 | 69.6mV | 0. 69mA | R11 | 14.41V | 1.44 mA | R11的电流等于 R9与R10电流之和 |
R10 | 2.20V | R8 | 74.9mV | 0. 75mA |
2.激励级
分 | 元 | 压降 | 电流 | 元 件 | C极电位 | VT5的C极与VT6的C极压差 |
上半区 | R15 | 1.476V | 4.92 mA | VT5 | 1.169V | 等于VT8,VT9,VT10,VT11 共4个晶体管发射结压降之和 |
下半区 | R16 | 1.495V | 4.98 mA | VT6 | -1.293V |
3.功放级
分 | 元 | 发射结压降 | 静态电流 | 元 件 | 发射结压降 | 静态电流 |
上半区 | VT8 | 599mV | 约2.82mA | VT10 | 523mV | 约20mA |
下半区 | VT9 | -614mV | 约2.85mA | VT11 | 628mV | 约20mA |
二、直流分析
1.差动输入级
电路结构、参数对称。晶体管VT1、VT2组成的差动输入级,负责正半波信号的放大,经由VT5激励放大送给复合管,晶体管VT3、VT4组成的差动输入级,负责负半波信号的放大,经由VT6激励放大送给复合管。
由于是对称双电源供电,故电阻R2给VT1、VT3提供基极偏置。这时,VT1、VT2的发射极电位为负值,VT3、VT4的发射极电位为负值。差动输入级的静态电流由R11、R12及电源电压决定。
比如,前文所述测得R12压降约14.5V,电流为1.46 mA。由于VT1、VT2特性一致性较好,发射极电阻R5、R6的压降大致相等,故二者均分R12的电流。而VT3、VT4特性不一致,发射极电阻R7、R8的压降不相等,故二者的电流稍有差异。这时,若把R7减小为82Ω,则UR7减小,UEB3增大,基极、集电极相应增大,即可使VT3、VT4的静态电流趋于相等(增大R8也可实现之)。所以,R7、R8被称为差动放大器的平衡调节电阻。所以,R7、R8被称为差动放大器的平衡调节电阻。
读者可能会问:为什么要求差动管的静态电流基本相等呢?因为,差动放大器工作时,对管的电流“此消彼涨”,二者之和等于发射极“拖尾”电阻的电流,该电流基本恒定。因此,当差动对管均分该电流时,相对于静态时的基本电流值,差动对管的电流无论正向变化还是负向变化,其量值是相等的!这样,在集电极电阻上形成的变化量正负对称,经激励放大后,保证终端输出波形的上下对称。
承接上文,当VT1、VT2均分R12的电流时,则R3、R4的压降亦相等,即
UR3=UR4
而
UR3= R3*IR12/2=3K×0.73mA=2.19V
提示:电阻R11、R12的电流就是差动输入级的静态电流!
2.激励级
由于R15与VT5发射结串联后与R3并联,所以R3的压降UR3,将对激励管VT5的静态电流产生决定性影响。由图1所示,可知
UR3=UR5 + UEB5 =R5*IR5 + UEB5
而UEB5是VT5的发射结压降,变化范围较小,硅管约为0.6V。因此,上式可表示为
UR3= R5*IR5+0.6V
比如,前文所述测得UR3=2.09V,则R15的电流IR15为
IR15=(UR3-0.6)V /R15=(2.09-0.6)V /300Ω≈4.97mA
该值与表1中实测R15压降,根据欧姆定律计算的4.92mA相差无几!
同理,R16电流的理论计算与此类似。。。
需要说明的是,本电路激励放大级的静态电流稍稍有点大,在输出功率不大时,2~3 mA即可。比如,就本电路来说,笔者把R15、R16更改为560Ω,实测它们的压降约为1.55V,则流过它们的电流约为2.77mA(=1.55V/560Ω)。
提示:电阻R15、R16的电流就是激励放大级的静态电流!
3.Ube倍增电路
R17、R18与VT7组成Ube倍增电路,抵消VT8~VT11的发射结死区压降,消除交越失真,同时可以很方便地设置输出级的静态电流。
忽略VT7基极电流,则R17、R18串联分压,由于R17与VT7发射结并联,于是有如下方程成立
UBE7/R17= UAB/(R17+R18)
代入参数,解之得
UAB=3 UBE7
按理说,这A、B两点的电压只有3个发射结压降,并不能完全抵消VT8~VT11的发射结死区压降,但考虑到功放管温升后,发射结特性曲线左移,因此,即便较小的UBE对应的基极电流也不容小视,加之温升后β也相应增大,为安全起见,Ube倍增电路设置UAB应适当小一些,以保证功放管安全。
提示:笔者为研究需要,实际元件R18=3K,R17为10K可调电阻。
二、交流测试
棕色—输入波形
1.1kHz&空载、负载
图3
2.10kHz&空载、负载
图5
3.随机测试(负载8Ω扬声器)
图6
图7
2013-6-18于中山
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