图8-18
图8-18是一个设计为家庭Hi-Fi用途的50W（B类）功放电路图。尽管看上去电路比较传统，但经过细心设计电路的参数，获得的性能比传统放大器好得多，但只有细心地布线和接地点巧妙选择才能得到无缺陷放大器的性能；这就涉及许多PCB设计经验，不是一两句话就能够讲清楚的。
对于电路给出的参数和电源电压，这台放大器额定输出为50W/8Ω，此时输入1Vrms（即输入电平为有效值1V）。
对于功放而言，最好的输出级是射极跟随器类型二与倒置达林顿这两种形式，前者关断失真小，后者的基本线性最佳。此放大器选用了射极跟随器类型二的输出结构，由于R15
的作用，使得输出管关闭时be结被反向偏置，从而获得了降低高频关断失真的好处。可能存在的缺点是它的静态工作状况或许不及倒置达林顿电路稳定，因为它没有形成本级负反馈去抑制输出管发热时的变动，但考虑到家庭使用，环境温度变化较小，只要有合适的散热器和热耦合，它的静态工作稳定度就已足够。
VT1和VT14构成负反馈式尾巴恒流源， R5 的压降很小，因此
R4的压降等于VT14的be结电压。当配上退耦电容
C11时，理论上其电源抑制比要比两只二极管与一只三极管构成的恒流源高出10dB，这是因为正电压波动会经
C11耦合到电阻R21与R22
上的节点，抑制了VT1和VT5的电流变化。
输入差分对通过发射极电阻设有较深的本级负反馈，以抑制3次谐波失真，并且尾巴电流取4mA（=0.6V/150Ω）这个不常用到的高值，使晶体管内部发射极电阻re变动带来的影响减至最小。VT10和VT11构成镜像电流源，迫使差分对VT2、VT3的c极电流精确平衡，防止产生2次谐波失真。
输入级的偏置电阻与反馈电阻取值相等，而且数值上既保证输入阻抗能够高到合理的程度，又尽可能地低。如此一来，由于β值的差异引起的基极电流失配所造成的直流失调电压得以最小化。VT2和VT3的失调电压将直接在输出端显现，但不会受上述电阻取值的影响，而且对直流失调电压的贡献远比基极电流小。即使VT2和VT3使用低β值的高耐压三极管，放大器的直流失调电压应该在±50mV内已足以满足使用的要求。
反馈电阻R8 取值小，也使得采样电阻
R9取较小的值，这样有利于降低电路的噪声。R9 的隔直电容
C2取值为220μF，它与
R9构成的低频滚降点为1.2Hz/-3dB。取这个值的目的不是扩展功放超低音部分的频响，而是为了避免电容非线性带来低频端失真的上升。取值改为100μF，则10Hz处的总谐波失真由小于0.0006%变为小于0.0011%，也是可以接受的。对功放的带宽施加限制，应该在更前端的电路利用非电解电容来实现。比如，在输入端插入RC低通滤波电路，电阻R取几千欧姆，电容C取几十皮法。这个低通滤波电路还有一个重要作用是减小TIM失真[①]。
保护二极管VD1用于防止功放因为某种错误而一直处于输出高幅值负电压的状态而损坏，看上去它会带来一些失真，但实际上测量不到。
电容 C3限制了功放的闭环带宽并使相位裕量更充分，电阻 R20与
C3串联用于限流，防止停机瞬间脉冲造成VT3损坏。由于R20
相对于C3 的阻抗太小，读者可以把
C3视为与R8并联，频率愈高并联网络的阻抗愈小、反馈量愈大，故电容
C3用于限制功放的闭环带宽。
在密勒补偿环路内插入射极跟随器（VT12），密勒电容跨接在射随器的输入与和激励级输出之间，以此来改进激励级。射极跟随器的特点是输入阻抗高、输出阻抗低，负载电流能力强。这样一来，对差分级的电流需求非常小，激励级的总β值增大，使得本级负反馈的线性化效果增强。这里额外增加的本级负反馈，能有效地消除电压放大级失真。深入的研究表明，增大电压放大级β值的方法比采用共射-共基电路（参见图8-17）的方法能获得低得多的集电极阻抗，这是本级负反馈大大增强所致。密勒电容取值较大C5（
=100pF），有效地吞没了晶体管的极间电容和电路中的杂散电容，使电路设计能作提前预判。
以上是纸上谈兵，图8-23是笔者实际设计的作品。
方了方便供电，把图8-23增加了AC-DC电源变换电路。整流桥选用额定电流为
11A的KBJ1010。滤波电容选用10000μF/50V；变压器选用80W，2×AC24V。估算整流系数为1.25倍，则AC25V整流滤波后的电压约为±34V；但电源电压不可能尽限使用，按±4V的余量计算，输出信号的振幅约±30V。因此，输出最大功率为56W。
图8-23
改善正负向转换速率的50W（AB类）Hi-Fi功放电路图
（1、电压值为稳压源±30V供电、预热20分钟后测得；
2、电流值是根据电压欧姆定律计算值；
3、环境温度25℃）
由于激励级增设了一级缓冲器，开环电压增益很大。为了稳定放大器的稳定性，密勒电容C5
要增大到180pF，否则很容易出现高频自激，即使取150pF也不能完全消除自激。因为功率管在超过音频的振荡频率下无法关断，通过功率管的电流可达数安培，以至于激励管在极短时间内就因过热而烧毁。
笔者研究这个功放电路前后历时两个多月，设计了两个版本（2016/5/3和2016/6/30）。在实际调试过程中，未发生大功率管损坏现象，但却烧毁了二十多个MPSA06，损坏最多的位置是VT12，其次是VT4，其他位置的均未发生损坏。诡谲的是损坏管子均是发生在播放网络视频《Arrival
of the
birds在【万物理论】中的绝妙应用》过程中，该视频的配乐振幅比一般音频的幅度大，在几个片段里甚至出现饱和与截止的满幅信号输出，如下图所示，烧坏管子的时刻恰恰在这种情形下发生。
播放《Arrival
of the birds在【万物理论】中的绝妙应用》过程中出现的满幅输出信号
分析烧坏管子是这样的，当VT12的基极为正向电压峰值时VT12导通电流较大，这时从GND与-30V之间形成一条直流通路GND→VT12的c-e极→VT4的be结→-30V，一旦持续时间过长（约0.3s），因VT12的c-e极间承受的电压高，故其功耗大，其c-e极间先被击穿，接着VT4的be结烧穿，负电源电压与地短路。此时VT4的c-e极间开路，放大器输出接近于正电源的电压加在扬声器上，所以，每当此时笔者都会手忙脚乱地赶紧切断电源，防止扬声器损坏。
图8-29
由图8-23电路设计完成的PCB
实测变压器整流滤波的电压为±34V，因VT7（2SC2198）的集电极接正电压，VT9（2SA1941）的集电极接负电压，且功率管的集电极与散热器连接，故若双手同时接触两只功率管的散热器会有麻电的感觉，因此两只散热器之间的电压高达68V，超过人体能够承受的安全电压。工业设计时，为防止此类事件出现，常常在功率管与散热器之间垫以片绝缘导热硅胶片，这样用电安全解决了，但散热效果变差了。此外，由于输出级静态电流是按±30V调整VR2的，但现在电压增大到±34V，所以需要是重新调整输出级电流，否则大功率管静态电流太大，发热严重，散热器发烫。
（1、电路板尺寸84mm
140mm；2、散热器尺寸80m×80mm×27mm；3、有机玻璃板尺寸300mm长*260mm宽*8mm厚）
后来，把C5增至不常见的180pF，放置在办公室断断续续续工作一个多月，好像问题彻底解决了。不曾想，2106年9月28再次播放那首神曲时，又烧管了。故障现象是输出端电位几乎等于负电源电压。检测发现VT12的b、c短路，但发射结正常；VT14的发射结与集电极均正常，c、e极间二次击穿（有一定电阻），通电时c、e极间约有2V的电压。
鉴于从GND经VT12的c-e极与VT4的发射结到负电压的低阻通路，竟然没有一只限流电阻存在，极端情况下烧管现象屡次发生。因此，笔者决意在VT12的c极与GND之间串接电阻R19，并在节点处与负电压之间接入电解电容
滤波（PCB的第三个设计版本），如下图所示。此时， 与
构成RC滤波电路给VT12供电。同时，又能因R19的电流限制作用，避免VT12、VT14烧管发生。
尽管烧管问题解决了，但密勒电容C5
仍不能取常见的100pF。否则，一旦调节VR2，使功放有小小的静态电流，输出端立即出现如下图所示的高频自激。
密勒电容C5 取100pF，高频自激
把容量增至150pF，高频自激暂时消失了。但继续调节VR2、增大静态电流，输出端又出现如下图所示的高频自激。令人可喜的是，即便电路自激VT12、VT14烧管事件再也没有发生。最后把
的容量定在180pF。
密勒电容C5 取180pF，高频自激
新做一台机器。
注：这是笔者计划于今年秋冬季节出版的音响书籍中的一个片段，有兴趣的读者敬请关注。
[①] 瞬态互调失真（Transient Intermodulation
Distortion），简称TIM失真，这是上世纪70年代才公开发布的失真，它与负反馈关系密切。瞬态互调失真是与负反馈放大器有关的一个负面现象。当反馈放大器收到一个非常陡峭的输入信号（就是包含高频成分），负反馈反应延迟，这一瞬间放大器处于开环状态，输出瞬间过载而产生削波，这一削波失真称为瞬态互调失真。
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