技术标准方面，欧洲电信标准化协会（ETSI）已经发布了DVB-S2的扩展版技术标准DVB-S2X，该扩展标准在滚降系数、高阶调制、前向纠错方面提供了更多选择，进一步提高了频谱利用率，同时HEVC、AVS2等新一代信源编码标准也日趋成熟，这些都为4K超高清卫星传输的实施提供了有力的技术支撑。
今年安徽广播电视台建成了一辆4K全媒体转播车，其中集成了车载超高清Ku波段上行系统。我们想通过自己的学习和摸索，建设出一套符合我台直播需求的4k超高清卫星车传输技术方案。本文将从链路的需求分析谈起，之后逐一介绍编码、调制、发射、解码四个方面的理论分析、设备选型和参数选择，最终结合链路测试报告给出链路分析和建议。
链路需求分析
在我们这辆4K超高清全媒体直播车立项时，我们遇到的第一个技术难题就是如何利用数字卫星传输系统传输4K超高清信号源。卫星传输系统作为一种典型的带宽受限传输系统，必须精心选择合适的编码、调制、发射、接收技术，才能够适应高码流的4K超高清信号传输。
众所周知我国广电的超高清格式为2160 50p，其编码码流为高清格式码流的8倍，若仍然使用H.264编码，编码后的码流有可能需要60-80Mbps带宽，这对于卫星传输来说是一个巨大的挑战。在这种情况下，使用效率更高、更适应超高清信号的新一代编码方式就变得非常必要。
其次如何在确保信道拥有足够可用比特率的同时，尽量减少带宽的占用，并保证合理的接收门限，也成为我们必须解决的问题。
综合考虑后，我们尝试提出了4K超高清卫星传输的链路需求分析。▼
系统流程和框图
请先参看我们这次搭建的卫星传输链路示意图▼
设备链路图▼
信源编解码选型
信源编码器
如前文所说，在传输4K超高清信号时，采用新一代的编码标准是非常必要的，目前主流的HEVC、AVS2、AV1都在编码效率以及编码质量上有了很大的提高。
另外在编码器的架构方面，几种常见的架构都有案例（CPU、GPU、FPGA），其中基于通用服务器开发的软件编码器已经有了比较成熟的产品，以我们使用的Ateme Titan为例，编码主要依靠CPU的运算能力，其CPU指令集针对4K编码做了VCA2.0以及SVT-HEVC优化，能够很好的支持各种类型的HEVC编码。
经过我们的实际测试，HEVC编码一路2160 50p信号CPU占用率为45.9%，H.264编码一路1080 50i信号CPU占用率为11.59%，也就是说该编码器具有编码一路UHD信号或者8路HD信号的能力。另外CPU编码方式的好处在于当计算能力不足，可以通过增加计算能力的方式解决，换句话说8K，16K编码，理论上只要计算能力足够，都可以实现。
▲超高清HEVC编码
▲高清H.264编码
另外Ateme Titan编码器具有非常强大的兼容能力和扩展能力，并能通过升级支持未来新的编码格式和信号格式，具体请参看下图。
Titan本身基于Linux系统开发，具有极高的稳定性，可以通过web访问进行参数设置。
▲TITAN操作界面
在公众号之后的文章中，我们会从信源编码技术选型、编码器架构选型、参数选择等多个方面全面介绍我们在信源编码方面的调研和建议，敬请期待。:)
信源解码器
由于系统要同时兼顾高清信号和超高清信号，在超高清接收端我们使用了单独的解调器和解码器。其中解码设备使用的是Sencore MRD7000 4K解码器，解调设备使用的是Ateme DR5000接收机。
Sencore MRD7000 是一款广播级UHD 4K解码器，具有较强的兼容性，与国际主流品牌编码器均做过配对。Sencore同时也是SRT联盟成员，未来的1.6.0版本将会支持SRT功能，可完美的接收公网传输的SRT码流。
▲Sencore MRD7000
MRD7000支持IP输入，同时支持.TS、.TRP文件导入。通过升级板卡可以支持4*3G-SDI和12G-SDI输出、12G-SDI和HDMI2.0同时输出、SMPTE2110输出。MRD7000有两款机型配置，高配机型支持高达160Mbps H.265/HEVC 4K信源解码，具备4:2:0 8bit以及4:2:2 8/10bit解码能力，同时还可解码MPEG2/H.264以及JMPEG2000编码的4K信号。HDR数据支持HDR10和HLG 。
调制和信道编码选型
数学家香农（Shannon）于1948年在《通信的数学原理》一文中提出并严格证明了著名的香农定理：
公式(1)表示被高斯白噪声干扰的信道中，信道最大容量或者说极限信息速率C只取决于信道的通频带宽BW和信噪比S/N，从此香农极限也取代了奈奎斯特极限，成为传输信道的终极目标。
若不考虑相位噪声、线性/非线性失真等损耗，卫星讯道可近似看成加性高斯白噪声讯道（AWGN- Additive White Gaussian Noise），能够运用香农定理。但是香农定理只是证明了信道可以有多大的容量，并没有告诉人们怎么去实现它，一代代的科学家和工程师其实是在用不断创新的调制技术和信道编码技术来逐步逼近香农极限。
DVB-S2和DVB-S2X
DVB-S2和DVB-S2X是由欧洲电信标准化协会（ETSI）分别于2005年和2015年发布的卫星数据广播技术规范，其中DVB-S2X是DVB-S2的扩展版本，他们的最新版本分别为EN302307-1和EN302307-2，本质上它们都是关于调制技术和信道编码技术的规范。
DVB-S2是全球第二代卫星数据广播技术规范，它能够很好满足高清电视传输的需求。在信道编码（FEC）方面，第一代DVB-S标准中采用了里德-所罗门外码（RS码）和卷积内码级联的方式，这种方式对突发误码和随机误码都可以纠正，但是码长较短，对稍长一些的突发便无能为力。
DVB-S2则创新性的采用了更高效的BCH外码和LDPC内码（低密度奇偶校验码），仅在高阶调制时进行码位交织。LDPC码是一种带有稀疏校验矩阵（稀疏表示校验矩阵中“1”的个数较少）的线性分组码，由于码长足够长，且码组足够随机，因而其抗干扰性强，具有能够逼近香农极限的优良特性，并且其编解码复杂度适中，在长码长的情况下，仍然可以有效译码。中国的地面数字电视、CMMB、ABS-S等标准也陆续采用了LDPC码作为其纠错编码方式。
调制方面，DVB-S2支持8PSK、16APSK、32APSK等高阶调制方式，滚降系数最低可选0.2，这些措施都进一步提高了频谱利用率，其官方声称在大部分误码率条件下，DVB-S2距离香农极限只有0.7dB-1.0dB。
DVB-S2X是DVB-S2的扩展标准，其发布目的一是为了进一步提高频谱利用率，二是为了适应超高清电视（UHDTV）传输等新需求。DVB-S2X采用了高级滤波技术来滤除频谱两边的旁瓣，支持更高阶数的调制方式—最高可使用256APSK，同时滚降系数最低可选0.05。
由于目前实现64APSK及以上的高阶调制和解调是非常困难的，那么相比较DVB-S2X中调制方式的增加，滚降系数的降低便显得更为实用。另外值得注意的是，由于DVB-S2X无法向后兼容DVB-S2，我们在调制端使用DVB-S2X标准时必须非常谨慎。
总体来说，DVB-S2和DVB-S2X等标准的发布使得卫星传输信道的频谱效率更逼近了香农极限，请参看下图：
▲DVB-S2/S2X
对于广电行业的卫星车传输链路来说，由于要保证不同接收点都有合理的接收门限，追求极致的频谱效率并不明智，追求更有“性价比”的信道参数组合才是正确的选择。
滚降系数ɑ
滚降系数ɑ（Roll-off-factor）是卫星传输链路设计中非常重要的参数之一，我们前期经过了充分的调研和计算，从而最终确定了本次4K超高清卫星传输链路的滚降系数。
滚降系数的原理为：信号在调制端进行基带调制之后，需要经过平方根升余弦滚降滤波器（SRRC -Square Root Raised Cosine），完成基带成形工作，目的是为了减少符号间干扰（ISI-Inter Symbol Interference），这里的符号间串扰ISI也许可以理解为：与数据流中比特顺序相关的抖动（Jitter）。解调端相应也要有一个平方根升余弦滤波器，两个平方根升余弦滤波器在时域上卷积便成为一个完整的升余弦滤波器。
升余弦滤波器本质上是一个低通滤波器，但是由于物理上理想低通滤波器是不可能实现的，实际应用场景中只能做到在边缘“滚降”，而不是“陡降”，这就是滚降系数ɑ的由来。由下面的公式我们可以得到更好的理解：
公式(2)中BW为信道的通频带宽，也被称为-3dB带宽，即幅值等于最大值0.707倍时所对应的频带宽度。Rs即卫星传输中最常见的参数：符号率（Symbol-Rate），符号率也许可以简单理解为卫星传输中载波的“可用带宽”，或者是载波波形中“山顶的平坦部分”。下图可以更为清楚的揭示通频带宽、符号率、滚降系数三者之间的关系。
紧接着而来的问题是，滚降系数ɑ（Roll-off-factor）的选择对于频带利用率会有什么样的影响呢，请参看下图。
▲滚降系数ɑ的影响
由图可知滚降系数ɑ越小，载波波形下降越陡峭，带宽利用率就越高。当滚降系数ɑ从0.2变至0.05，符号率Rs提升了14%，但根据DVB-S2X白皮书给出的数据，相应的接收门限也会增加0.6dB，净增益约为7%。不过对于卫星传输这种典型的带宽受限系统，通过略微提高接收门限获得更高的符号率，从而进一步提升可用比特速率，还是很有“性价比”的。
另外一个值得注意的点是，Newtec公司经过试验发现若每个DVB-S2X网络或链路均采用0.05的滚降系数，则需要进行逐一调试，并且不容易获得最佳频谱效率的效果，在某些情况下，把滚降系数设置成0.1时，频谱效率更好。这可能是由于过低的滚降系数会使得时域波形的拖尾衰减变慢，更容易引起符号间干扰ISI，也就是说通过降低滚降系数提高频带利用率与抑制符号间干扰ISI在某种程度上会相互矛盾和牵制。
综合考虑频谱效率和接收门限后，我们的4K超高清卫星传输链路选取了0.1的滚降系数。
调制方式
调制方式的选择几乎是卫星传输中最关键的参数选择，在此之前我们先讨论下频谱效率和接收门限这一对卫星传输信道中互相牵制的参数。
频谱效率η
频谱效率η（SE-Spectral Efficiency）是卫星传输信道重要的评价参数，它是由调制方式和信道编码方式共同决定的，采用高阶调制的目的也是为了追求更高的频谱效率，请参看下面的公式。
公式(3)中Rb为信道信息速率或者叫信道可用比特率，Rs为符号率，通过η和Rs我们可以迅速计算出信道可用比特率Rb，η的单位是bitps/Hz。
在上一代DVB-S标准中，频谱效率η可以由调制阶数、前向纠错率、里德-所罗门常数很轻松的算出，但在DVB-S2和DVB-S2X标准中，由于信道编码方式的改变，这项计算变得比较复杂，请先参看下图。
▲频谱效率SE
从上图可以近似估算出当前信道的频谱效率η，如果需要更为精确的数值，可以登陆Newtec或者Teamcast官网进行更为详细的计算。我们推荐一种更为简便的方式：在PC上安装Satmater Pro（免费版），可以离线计算详细的信道参数。
▲Satmaser Pro 参数计算
从上图我们可以看出，提高频谱效率的最终目的其实是为了提升信道的可用比特率，从而在有限的带宽内传输高码流的4K超高清信号。
Eb/N0和接收门限
Eb/N0表示单位比特的平均功率与噪声功率谱密度的比值，用来衡量数字卫星接收机的射频解调性能，也被称为归一化信噪比，它是数字信号调制系统中的一个重要指标，可以由载噪比C/N换算得出。换算过程如下：
公式(4)中Rb为信道信息速率或者叫信道可用比特率，Rs为符号率，BW为通频带宽，η为频谱效率，ɑ为滚降系数。
由公式可知，只要我们知道了信道的频谱效率η和滚降系数ɑ，我们便可以从C/N换算出Eb/N0，而C/N可以由接收机测出。
相对于这两个指标，接收门限值对于我们来说可能更有意义，接收门限一般理解为在接收机解调信号进行信道解码之前，误码率为1*（10的负4次方）时所对应的C/N值或Eb/N0值，当接收的C/N低于门限值，卫星接收机便无法解出正确的信号，这也被称为数字卫星传输中的“峭壁效应”。
信道的调制参数会影响接收门限，简单来说有以下几点：
调制阶数越高，接收门限越高。
前向纠错率越大，接收门限越高。
滚降系数降低，会轻微的抬高接收门限。
使用导频插入，会使接收门限Eb/N0提高约0.1dB。
不同参数影响下的接收门限Eb/N0可以使用Satmater Pro计算出，链路实际Eb/N0减去门限Eb/N0便得到理论上的Eb/N0 Margin（冗余量）。更简便的方法是通过接收机直接测得C/N Margin，C/N Margin为卫星传输链路中几乎是最重要的评价指标，它同时代表了链路的可行性和可靠性，它表示该链路拥有多少安全冗余量来对抗突发波动、功率波动、雨衰等干扰。
调制方式的选择
为了充分利用卫星讯道中有限的带宽，提高频谱效率，数字调制技术是必不可少的，尤其是高阶调制可以显著的提升频谱效率，数字电视传输中常用的调制方式一般有以下五种：
M相相移键控调制 M-PSK
多电平正交幅度调制 M-QAM
正交频分复用调制 OFDM
残留边带调制 VSB
扩频调制
由于卫星转发器的行波管放大器（TWTA- Travelling Wave Tube Amplifier）一般工作在饱和点附近，以获取最佳的功率效率（太空中卫星的转发器功率是非常宝贵的），这样就不可避免的引入了相位和幅度失真，从而使得卫星信道成为一种非常典型的非线性信道。为了适应这种非线性特征，卫星传输一般均采用相移键控（PSK）的调制技术，低阶PSK能够保证转发器具有较好的功率效率。广电行业在高清信号卫星传输时常见的调制方式有：QPSK，8PSK，在不考虑信道编码影响的情况下，它们的频谱效率（SE）分别为2bitps/Hz和3bitps/Hz。
近年来，4K超高清卫星传输的需求和转发器资源的紧缺，推动了高阶调制方式的研究与应用。但是相移键控（PSK）的调制技术在高阶调制范畴内进入了发展瓶颈，首先高阶的PSK调制会带来更多的误码，其次高阶PSK调制会要求卫星转发器具有更大的功率回退（OBO-Output BackOff）来恢复线性特征，这样会进一步降低转发器的功率效率。
幅度相移键控（APSK）技术的出现在一定程度上解决了这些问题，APSK调制因其星座中所含幅度和相位信息是变量可分离的，可以在调制端采用简单的预失真算法（Pre-Distortion）进行幅度非线性矫正而不影响相位特性，使得卫星转发器在透明转发这种高阶调制信号时的功率效率不明显降低，同时还可以在接收端使用符号间干扰抑制技术保证合理的接收门限。
特别是16APSK技术，在16QAM和16PSK之间取得了很好的折中，其误码性能接近16QAM，抗非线性性能接近16PSK，被称为现阶段最有“性价比”的调制技术。
QPSK、8PSK、16APSK、32APSK的星座图如下：
▲不同调制方式的星座图
毋庸讳言，即使采用了各种非线性补偿和干扰抑制技术，高阶调制仍然会降低转发器的功率效率，从而提高接收端的接收门限。如何权衡频谱效率和接收门限之间的关系，根据使用环境选择合适的调制技术，也是我们这次链路测试的主要目的，根据测试结果最终我们确定的调制方式为16APSK或者8PSK，在本文末节会对调制参数的选择进行详细的分析并给出建议。
调制和解调设备
调制设备
调制设备我们采用了Teamcast的广播级卫星调制器—Vyper，该调制器支持DVB-S、DVB-DSNG、DVB-S2和DVB-S2X，带有四个ASI输入和四个以太网输入，支持TS-over-ASI和TS-over-IP格式，同时支持L波段和中频输出。滚降系数最低支持0.05（调整步进0.01），调制方式支持QPSK、8PSK、16APSK、32APSK，支持更细化的FEC选项，支持固定编码调制CCM、可变编码调制VCM和自适应编码调制ACM。
▲Teamcast Vyper
这款调制器将DVB-S2X标准中包含的低滚降系数（最低0.05）应用到了DVB-S2、DVB-DSNG甚至是DVB-S标准中，使得我们既可以利用低滚降系数提高带宽利用率，又可以适应目前业内广泛使用的DVB-S2标准卫星接收机，从而避免了直接使用DVB-S2X标准所带来的兼容问题。
▲Vyper 设置界面
图中我们选用了DVB-S2标准，使用CCM模式，标准帧长，不使用导频插入、占用带宽17.545MHz。同时在调制方式选用16APSK，LDPC码率选用2/3的条件下，信道可用比特率达到了42Mbps，频谱效率（SE）为2.64。在之后的测试中，我们会对各种调制模式和FEC的组合进行详细测试，并给出我们的建议。
可能大家会有疑问，上图中的滚降系数仍然显示为0.2，实际上我们已经利用Vyper的Advanced模式开启了0.1的低滚降。
▲开启低滚降模式
开启了低滚降之后，链路实际上使用的是“升级版”的DVB-S2标准，在占用带宽17.545MHz的情况下实现了15.95Msps的符号率，并且能够同时兼顾DVB-S和DVB-S2接收机的接收。
解调设备
解调部分我们使用了Ateme公司的DR5000，将其解调后的信号送至Sencore MRD7000 4K解码器。DR5000拥有4RF、2ASI、2IP的输入接口，3SDI、2ASI、2IP的输出接口，支持DVB-S/S2标准，解调模式最高支持到16APSK，L波段的接收范围为：950MHz-2150MHz。
▲Ateme DR5000
▲Ateme DR5000 监看界面
发射设备选型
众所周知，国内移动卫星车的发射频率基本分为Ku波段和C波段，他们发射设备并不通用，并且各有优缺点，那么根据实际需求选择合适的波段便成为了我们第一个面临的设备选型。
Ku波段和C波段在卫星传输中其上行频点分别位于6GHz、14GHz附近，下行分别位于4GHz、12GHz附近。C波段下行波束宽，下行链路的等效全向辐射功率（EIRP—Equivalent Isotropic Radiated Power）较小，Ku波段多采用赋形波束覆盖，下行EIRP较大。另外Ku波段由于频率高，相同尺寸天线会有更大的增益，但是信号的自由空间传播损耗较大。受干扰方面，C波段易受地面微波、雷达及5G信号的干扰，Ku波段较易受降雨的影响，产生雨衰，瞬时强降雨可能会导致信号中断。下面我们将以2.4m天线自发自收系统为例，从上行链路、下行链路、干扰源分析三个方面分析Ku波段和C波段的优缺点，并最终给出我们做出选择的理由。
另外卫星车的天线口径和高功放也是很重要的设备选型，在链路分析之后我们也会给出自己的建议。
上行链路分析
上行链路的载噪比C/N可由下列公式计算得出：
公式(5)中没有考虑天线指向性误差造成的损耗，没有考虑雨衰、微波干扰、5G干扰造成的衰减。
公式(5)和(6)中C/N为载波噪声比，C/T为载波噪声温度比，k为玻尔兹曼常数，B为卫星接收噪声带宽， EIRPup为地面发射端的等效全向辐射功率，Lup为上行自由空间传播损耗，Lair为大气吸收损耗，Lo为上行链路其他综合损耗，(G/T)sat为卫星转发器品质因数，Pup为卫星车发射功率，Gup为卫星车天线发射增益，L为卫星车链路损耗。
综合分析公式(5)和(6)，可以看到Ku和C波段在上行链路中有差异的参数分别为Gup、Lup、Lair、(G/T)sat，我们将对这四个方面逐一进行分析。
卫星车天线发射增益Gup
卫星车天线发射增益计算公式为
公式(7)中η为天线效率，D为天线直径，λ为工作波长，可知天线增益与天线直径成正比，与波长λ成反比，即与工作频率f成正比。
再参考General Dynamics SATCOM Technologies公司的C240M-Mobile天线增益数据：
可知Ku波段的发射天线增益Gup比C波段高7dB。
上行自由空间传播损耗Lup
自由空间传播损耗的公式如下：
公式(8)中d为地面发射点与卫星之间的距离（km），f为发射频率（GHz），C为光速。
C波段上行频点近似取值6GHz，ku波段频点近似取值14GHz，计算20lg(14/6)=7.35,可知上行自由空间传播损耗Lup：Ku波段比C波段多了7.35dB损耗。
上行大气吸收损耗Lair
当工作频率在10GHz以下时，卫星传输链路中的大气吸收损耗可忽略不计。但是随着频率的升高在Ku波段或者Ka波段，大气吸收损耗主要表现为空气中水蒸气造成的损耗，计算模型示意图如下：
▲大气吸收损耗计算模型
考虑到实际环境温度的修正，在仰角大于十度时总斜路径损耗Ag为：
最终计算结果见下图：
可知上行链路大气吸收损耗Lair：Ku波段比C波段多了约0.35dB的损耗。
卫星转发器品质因数(G/T)sat
按照亚洲卫星公司给出的数据，卫星转发器品质因数(G/T)sat参见亚洲五号和亚洲七号卫星参数表：
▲亚洲五号和亚洲七号转发器接收G/T
以亚洲五号为例，卫星转发器接收的品质因数(G/T)sat：Ku波段比C波段多了8dB。
上行链路总结
综合以上四方面因素，在卫星车发射相同功率的情况下，上行链路载噪比C/N：Ku波段比C波段多了（7-7.35-0.35+8）dB，即多了约7.3dB的增益，说明在上行链路Ku波段的综合传输效率比C波段要好。
另外在上行链路传播损耗和卫星转发器品质因素确定的情况下，我们可以通过以下几个方面增加上行链路C/N：
增大发射功率。
增大发射天线增益。
减小卫星车上行系统线材和插入损耗。
通过公式(5)可知，降低使用带宽，会略微提升接收C/N。
下行链路分析
下行链路的载噪比C/N计算公式为：
公式(10)中没有考虑天线指向性误差造成的损耗，没有考虑雨衰、微波干扰、5G干扰造成的衰减。
公式(10)中C/N为下行链路载波噪声比，C/T为下行链路载波噪声温度比，k为玻尔兹曼常数，B为卫星接收噪声带宽， EIRPd为卫星转发器发射的等效全向辐射功率，Ld为下行自由空间传播损耗，Lair为下行链路大气吸收损耗，Lo为下行链路其他综合损耗，G/T为地面接收系统品质因数。
综合分析公式(10)，可以看到Ku和C波段在下行链路中有差异的参数分别为EIRPd、Ld、Lair、G/T，我们将对这四个方面逐一进行分析。
卫星转发器下行EIRP
以亚洲五号为例，卫星转发器下行的EIRP分布图为：
通过图中可以看到亚洲五号C波段转发器在安徽的下行最大EIRP为40dBw，Ku波段转发器在安徽的下行最大EIRP为52dBw，Ku波段比C波段增益高了约12dB。造成这一结果的主要原因可能是亚洲五号C波段转发器配备的是65W的行波管功率放大器，Ku波段配备的则是150W的行波管功率放大器。
有一个需要注意的点是，当多家单位的多个载波共用1个卫星转发器时（这几乎是卫星传输的常态），由于卫星转发器的非线性特性，当转发器同时放大多个载波时将产生互调噪声，为了减少互调噪声，需要适当减小其输入功率通量密度及输出功率。
单个载波的实际下行EIRP计算公式为：
公式(11)中EIRPmax为转发器最大下行功率，Bsatout为卫星转发器输出功率补偿（是指卫星转发行波管放大器饱和点所对应的输出电平与工作点的输出电平之差，单位为dB），n为卫星转发器输出等幅载波的数量。
由于上面的计算并不影响C波段和Ku波段转发器下行EIRP的差值，所以转发器下行EIRPKu波段比C波段增益高了约12dB。
地面接收系统品质因数G/T
因为计算的目的是比较Ku波段和C波段的差值，所以公式(12)中忽略了传输线缆的噪声和接收机内部噪声。其中G为地面天线的接收增益，T为地面接收系统等效噪声温度，Ta为地面接收天线的等效噪声温度，Te为低噪声下变频器即高频头（LNB-Low Noise Block）的等效噪声温度。
以C240M-Mobile天线为例，Ku波段接收系统和C波段接收系统具体参数见下图。
▲C240M天线参数
天线噪声以40度仰角时的参数计算，高频头以我们常用的C波段Norsat 3120C和Ku波段Norsat 1058C为例，其噪声系数分别为20K和0.8dB（其型号中的“20”和“8”分别代表了他们的噪声系数）。代入公式(12)，Ku波段的接收系统G/T值为47.19dB-10lg55-0.8dB=28.99dB，C波段接收系统G/T值为38.2-10lg(34+20)=20.88dB，那么在接收系统品质因数G/T方面Ku波段比C波段高了约8.11dB。
下行自由空间传播损耗Ld
公式参见上文。
C波段下行频点近似取值4GHz，ku波段频点近似取值12GHz，计算20lg(12/4)=9.54，可知下行自由空间传播损耗Ld：Ku波段比C波段多了9.54dB损耗。
下行大气吸收损耗Lair
参见之前的图表，可知下行链路大气吸收损耗Ku波段比C波段多了0.1dB。
下行链路总结
综合以上因素，在卫星车发射相同功率的情况下，下行链路载噪比C/N：Ku波段比C波段多了（12+8.11-9.54-0.1）dB，即多了约10.47dB的增益，这也说明了下行链路中Ku波段的综合传输效率比C波段要好。
在超高清卫星传输链路中，由于高阶调制会造成转发器更大的输出功率回退（OBO），并导致接收门限提高，这也就要求下行链路具有更高的C/N。
另外在卫星转发器下行GIRP和下行链路传播损耗确定的情况下，提升下行链路接收C/N，只有提高地面接收系统品质因数G/T这一种方法（当然根据公式5可知降低使用带宽，会略微提高接收C/N），也许可以采取以下几种措施：
选用大口径的接收天线。
选用低噪声的高频头LNB。
减少地面接收系统的插入损耗和线材损耗。
出于提升地面接收系统G/T的目的，在4K超高清卫星传输链路中，Ku波段建议选用4.5m的接收天线，C波段建议选用9m的接收天线。
干扰源分析
C波段干扰源
C波段的干扰源主要是地面微波、雷达以及5G基站的干扰，具体测试及分析可以参看公众号之前的文章《5G基站对C波段卫星接收的干扰测试分析》。从下面的视频也能得到直观的感受：
Ku波段干扰源
在卫星传输中，当电波穿过降雨的区域时，雨滴会对电波产生吸收和散射，故而造成衰减。雨衰的大小与雨滴半径与波长的比值有着密切的关系，而雨滴的半径则与降雨率有关。实测结果表明雨滴的半径约在0.025cm-0.3cm 之间，在Ku波段内电波的波长在2.5cm左右，故雨衰对电波产生的影响主要是吸收衰减。
在前期的雨衰分析计算中，我们参考了ITU-R P.618-13、ITU-R P.837-7、ITU-R P.838-3等标准，并使用Satmaster软件进行模拟。我们按照2.4m发射天线，4.5m接收天线的标准，在上下行可用度均为99.9%时上行链路雨衰值为3.69dB，下行链路雨衰值为2.52dB。
Ku波段的雨衰是一个老生常谈的技术问题，上行链路可以通过冗余的功率输出能力来弥补，下行链路就比较困难，由于卫星转发器的最大下行EIRP是固定的，基本只能依靠增大地面接收系统的G/T值来解决。我们尝试着列出几点建议来应对雨衰：
上行系统选用合适功率的高功放，保证上行链路拥有足够的功率输出余量。
地面接收系统尽量使用大口径天线，以增大地面接收系统的G/T值来对抗雨衰，提升下行链路降雨可用度。
参考不同卫星在当地的最大下行EIRP，选用性能较好的卫星。
干扰源分析总结
卫星传输一直被认为是一种可靠性很高的信号传输手段，但是毋庸讳言，无论是C波段还是Ku波段，极端情况下的微波干扰、5G干扰、高强度的降雨都有可能对传输链路造成致命的打击。因此我们在设计4K超高清卫星传输体系的同时，也同时建立了备份的公网传输体系，这种链路级别的冗余备份在系统设计中是一定要考虑的问题。公网传输体系请参考公众号之前的文章《FIRST BLOOD！5G实战来了》和《5G实战来了！第二弹-SRT实战经验分享》。
关于工作频率及发射设备的分析和建议
从之前的分析可知，由于要满足4K超高清信号的传输要求，我们需要更高阶的调制方式来提升频谱效率，但这也导致了更高的接收门限，在这种情况下上行链路和下行链路均具有足够的接收C/N就变得非常重要。
根据公式(5)和(6)，上行链路的C/N的提升，可以通过推高功率以及增大发射天线直径来解决，从而能够达到或者接近卫星转发器的输入饱和通量密度（SFD- Saturation Flux Density）。C波段在上行传输链路效率方面落后于Ku波段，需要更大功率的高功放和更大大尺寸的发射天线，这就需要更大的卫星车车体和更高的预算。
根据公式(10)，下行链路由于卫星转发器最大下行GIRP已经确定，我们只能依靠增大地面接收系统品质因数G/T来实现C/N的提升，而C波段由于接收天线的较低增益和高频头的较高噪声，对G/T的提升必须依靠大尺寸的接收天线来实现。而在卫星车的实际工作中，接收点往往不固定甚至不止一个，这些接收点很难同时满足C波段高清卫星传输的接收条件，从而导致接收端载噪比冗余量（C/N Margin）过小。
根据之前的讨论，在受到的干扰方面，C波段和Ku波段几乎是打了个平手，没有哪一种是完美的解决方案，我们都需要考虑链路的备份。
综合考虑设备体积、预算、可行性等多个方面，我们选择了Ku波段作为我们的工作频率。为了进一步增加链路的冗余量，我们在发射端选用了2.4m的发射天线和200w的固态高功放，并建议接收点配备4.5m左右的接收天线。
测试报告分析和建议
链路测试
我们依靠4K卫星车的发射和接收系统，使用2.4m天线自发自收进行链路测试，发射功率为40W，以HEVC编码后30-40M为标准的前提（参考央视4K频道36Mbps的码率），通过改变调制方式、前向纠错率、滚降系数来实现不同的参数组合。
每种参数组合下我们记录接收机测量接收的载噪比（C/N）和载噪比冗余量（C/N Margin）,并通过C/N计算出Eb/N0，进而计算出理论上的Eb/N0 Margin。之后综合衡量信息速率、占用带宽、载噪比冗余量（C/N Margin）选出合适的参数组合。
▲测试环境一
▲测试环境二
最终测试报告请参见下面的表格：
测试报告分析
根据之前调制参数的分析和讨论，我们知道频谱效率η和接收门限是一对相互牵制的参数。在4K超高清卫星链路设计中，我们即需要足够“高”的频谱效率，又需要足够“低”的接收门限，换句话说我们既要有足够的信息速率Rb来满足4K超高清传输的需求，又要有合适的接收门限来保证充足的接收冗余量（C/N Margin），与此同时我们还希望占用带宽不会太大。
请先参看DVB-S2标准中常用调制模式下的频谱效率和接收门限（不使用导频插入，采用普通帧长）：
▲不同MODCOD下的频谱效率和接收门限
需要注意的是：这里讨论的频谱效率η并不包含滚降系数的影响，只反应符号率与信道可用比特率的关系。
参考上表以及之前的讨论，也许可以总结出卫星链路需求和参数选择之间的关系，请参看下图。
▲链路需求和参数选择
再次参照测试报告，可以观察到卫星调制的参数组合选择其实是以信息速率Rb为需求导向的，在我们确定了需要的信息速率后，再选择合适的带宽和合适的接收门限。以测试报告为例，如果以40Mbps信息速率为设计目标，会有一到两个合适的参数组合，带宽可以选用18MHZ或27MHZ，如果以较低的25Mbps可用比特率为设计目标，选择范围就更多了。
综合考虑可用比特率、占用带宽、接收冗余量三方面，以40Mbps可用比特率为目标，我们尝试推荐如下的参数组合：
租用18MHz卫星带宽时，推荐使用8PSK 5/6 10%滚降以及16APSK 2/3 10%滚降，其中第二个参数组合由于拥有更低的前向纠错率，能够更好得应对信道突发波动，但其弊端是必须要求调制端和解调端支持16APSK。
租用27MHz带宽时，不需要使用过低的滚降系数，我们推荐8PSK 2/3 20%滚降的参数组合，其43Mbps左右的可用比特率已经能满足超高清HEVC的编码后码率要求，而较高的滚降和较低的前向纠错率可以提供更低的接收门限，更多的链路冗余，减少符号间干扰。如果对信道信息速率有更高的要求，也可以使用16APSK 2/3 20%滚降的组合，可以实现58Mbps的信息速率。
如果只能租用9MHz带宽，无法满足40Mbps的信息速率要求，但也可以通过合适的参数组合完成4K超高清信号的传输，这种情况下我们推荐16APSK 5/6 10%滚降的参数组合，信道可用比特率为26Mbps左右，链路C/N Margin也有3.7左右。
我们的建议
在4K超高清卫星传输链路设计方面，我们根据链路计算、实践经验、测试分析尝试给出了以下建议：
调制参数选择首先确定需要的信息速率，再考虑合适的接收门限和合适的占用带宽。
搭配低滚降系数的DVB-S2标准同时保证了高效率和兼容性，很适合当前国内的使用环境。
调制参数方面，采用0.1的滚降系数是一个非常“划算”的选择，能够较大的提升符号率，而只轻微提高了接收门限，大部分情况下可以列为必选项。
从8PSK升级到16APSK是一个性价比不错的选择，能够均衡可用比特率和接收冗余量（C/N Margin），但要考虑对门限值的提高以及接收方是否支持高阶调制。
追求极致的前向纠错率来提升可用比特率是不明智的选择，这样会大幅度降低接收冗余量（C/N Margin），而可用比特率的提升很有限。
作为4K卫星车传输链路，采用Ku波段，可以在有限的预算下保证足够的传输效率和接收C/N，来适应不同的接收点。如果要使用C波段卫星车来完成4K超高清信号传输，必须同时保证发射端拥有高功率的功放以及接收端拥有大尺寸的接收天线。
需要认真考虑链路级的备份，来应对C波段的微波、5G干扰和Ku波段的瞬时强雨衰干扰，公网传输是一个性价比不错的选择。
通过我们自己的实际测试，原有的高清卫星车，是可以通过更换编码器，调制器升级为4K卫星车（具体链路请计算权衡），4K卫星传输还是方便可用的。
感谢在这套系统给我们帮助的艺超王小良，李宏祥，Ateme王方，Intel项铁牛。
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