TL431与光耦的反馈网络配置

TL431在开关电源控制环路中扮演着环路补偿和提供基准电压的重要角色，典型Flyback中，TL431通常与光耦（PC817）配合进行隔离反馈，本文将对TL431内部工作原理和外围器件配置进行深入地原理性分析。下图分别为TL431电路符号，外部等效功能模块示意图和内部等效电路框图。

图1 TL431电路结构示意图

1）TL431基准电压Vref：从图1(b)中REF脚对ANODE脚电压为V_Ref=V_{BE_Q1}+V_R3+V_R7+V_{BE_Q9}, Q9和Q11构成基极电压相同的电流镜布局，Q9的面积（Area=3可看做3个晶体管并联）是Q11的3倍，因此电流分别为3I₁和I₁; 又Q9和Q10的基极相连，所以R7和R8有相同的电压降，因此流过R7(2.4kohm)的电流是R8(7.2kohm)的3倍，即流过Q10的电流为I₁（假设晶体管的电流增益β很大，基极电流可忽略不计）。Q9和Q10的基极关系有V_{BE_Q9}=V_{BE_Q10}+I₁×R9，由 晶体管VBE电压计算公式为(I_S为反向饱和电流，I_C为集电极电流，，VT≈26mV, 令VBE≈0.58V)，可以求出电流I1的值：

(2) 放大器特性：当REF脚电压超过基准电压V_Ref时，Q8输入V_{BE_Q8}=V_{BE_Q9}+V_{CB_Q10}相比于Q11输入V_{BE_Q11}=V_{CBE_Q9} 变化增加更加明显，Q5的发射极电压被稳定在V_Ref-V_{BE_Q1}-V_{BE_Q5}=2.49-2*0.58V=1.33V，使得节点B处电压免受K极电压波动影响，则流过R4的电流I_R4变化相比流过Q11集电极的电流变化更大。又Q3与Q4构成电流镜结构，流过R1的电流等于流过R2的I_R1=I_R2；I_R4 增加，I_R2 增加比流过Q11集电极的电流大，则会有更多的电流流过Q6和Q7构成的达林顿结构的基极，使得KA间能够流过更多的电流，压降也会变小。总结起来，正如图(a)功能示意图所描述的，REF脚电压大于基准电压时，放大器输出变大，使得晶体管VBE增大，CATHODE对ANODE脚压降变小，过电流能力更强。此外，处于放大状态的TL431，VKA间的最小电压可近似为REF脚的基准电压。

IC内部通常需要电压基准（不受温度影响，或者与温度关系确定），其中带隙结构基准(Bandgap voltage reference)：由正温度系数电压（如VT）， 与负温度系数电压(如晶体管VBE)相加在一起，进行温度补偿，实现与温度无关的电压基准约1.25V，因与硅的带隙电压差不多，称为带隙基准。实际利用的不是带隙电压，且有些Bandgap结构输出电压与带隙电压也不一致。

a) 了解TL431内部结构后，下面分析其外围配置反馈网络注意项：a）在V_ref=V_KA，阴极电流I_KA>0.4mA时，I_KA受V_ref变化最敏感，即该状态下放大倍数I_KA/V_ref最大。为了获得该0.4mA的偏置电流，通常光耦并一个电阻R_Bias来实现TL431的偏置电流，R_Bias<1V/0.4mA=2.5kohm.

c) V_KA的变化范围为Vref to 36V，在输出电压比较高时需要考虑过压击穿；且I_KA<100mA避免功耗太大，过热损坏.

通过以上三个方面就确定反馈网络中的R_Bias，R₁和R_Low，如下图所示。

(c)反馈信号V_FB最低需要至光耦饱和电压V_{CE_Sat}=0.1V，即

上式中V_DD，R_{Pull_up}一般为原边IC内部上拉电压源和电阻，假设VDD=5V， R_{Pull_up}=15kohm；TL431的最小K脚与A脚电压差为V_{TL431_Min}等于Ref脚电压V_Ref(记为2.5V)；V_F为光耦二极管压降约为1V；光耦PC817最小CTR为50%；当Vo=5V时，可求出R_LED电阻的上限值为1.44kohm，来满足空载VFB下拉的要求,  TL431的电流IKA≈1mA。另外为了限制I_KA<100mA, RLED电阻也不能太小，即

为了限制开关电源空载损耗，通常R_LED阻值不建议取很小。此外，当Vo相对比较低时（如重载），V_FB需要被上拉。例如为了保证1V<VFB<3V内，TL431放大器有足够的增益，即偏置电流在VFB=3V时，也需要I_KA≥0.4mA，此时光耦CE间电流为

查阅光耦数据手册如下，传输比CTR随着Forward Current IF减小而降低，当IF=0.5mA, CTA接近0.3；则当ICE=133uA时，IF>443uA, TL431还有足够的偏置电流。