雷达著作翻译 | 《现代汽车雷达应用》第2章汽车雷达系统原理（2.1~2.2小节）

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本期文章是翻译《现代汽车雷达应用》的第二期，这本书我感觉将来会成为经典的，特别适合学习毫米波雷达的初学者，本书会全部翻译。

《Modern Radar for Automotive Applications》

《现代汽车雷达应用》译文

第2章汽车雷达系统原理（2.1~2.2）

2.1 雷达基本功能

雷达系统从天线或天线阵列向空间辐射电磁能量，辐射的电磁能量“照射”周围的目标，“被照射”的目标吸收一些辐射能量，并将一部分反射回雷达系统。雷达系统利用一个或多个接收通道来检测反射的能量，然后确定目标的距离、相对速度和角度。

根据雷达发射机辐射的不同类型的波形，雷达系统可分为脉冲雷达和连续波雷达。脉冲雷达由一组重复的短脉冲组成，目标的距离是根据发射脉冲和接收脉冲之间的时间延迟进行测量。与脉冲雷达不同，连续波雷达通常在一段时间内连续发射电磁波，通过将接收信号与发射信号进行比较，获得目标的属性。在汽车应用中，连续波雷达系统因其多方面的优势一直占据主导地位。与脉冲雷达相比，连续波雷达具有峰值发射功率低、结构简单、集成度高的特点，使其应用范围广泛，特别是在汽车领域。本章试图对用于汽车应用的雷达技术基础进行全面而一致的描述，尽管脉冲雷达和连续波雷达之间的许多概念是相同的，但在本书中，更加强调连续波雷达。

汽车雷达的功能可分为检测、跟踪和成像（识别）。在本章中，重点是检测以及相关的信号处理基础技术，跟踪和成像将在接下来的章节中讨论。对于目标检测来说，最基本的问题是确定接收机接收到的回波是来自物体的反射还是仅仅是噪声。对于连续波雷达，通过将接收到的回波信号幅值与一个阈值进行比较来做出检测决策，该阈值可以预先确定或实时计算，对于一个稳健的雷达系统，阈值需要根据实时的雷达数据自适应计算。

为了获得目标的距离，连续波雷达需要某些类型的调制。利用调制技术将距离信息编码成回波信号，需要通过信号处理将其提取出来。例如，线性调频连续波(FMCW)雷达将目标的距离编码为基带信号的频率，在相位调制连续波雷达中，距离信息被编码在相位码序列中，可以通过计算回波与原始码序列的相关性来提取。尽管调制方式多种多样，但雷达的距离分辨率( $\Delta R$ )与发射信号的带宽( $BW$ )成反比：

$\Delta R \propto \frac{1}{B W}（2.1）$ 在汽车雷达应用中，较大的带宽(BW) 通常有利于实现更好的距离分辨率。

雷达还能够通过利用多普勒效应获取目标的相对速度，这是汽车雷达与其他汽车传感器(如摄像头和激光雷达)相比的主要优势之一。激光雷达(LiDAR)是“光探测和测距(light detection and ranging)”的首字母缩写。多普勒效应是指当目标和雷达存在相对运动时，引起电磁波频率或相位上的变化，它是以奥地利物理学家克里斯蒂安·多普勒的名字命名的，他在 1842 年描述了这种现象。多普勒效应产生的原因是当目标向雷达移动时，每个连续电磁波波峰都从比前一个电磁波波峰更靠近雷达的位置反射回来，每个电磁波到达雷达的时间都比前一个电磁波要短一些。因此，连续电磁波波峰之间到达雷达的时间间隔缩短，导致接收到的电磁波相位减少。相反，如果目标远离雷达，每个电磁波都从比前一个电磁波更远的位置反射回来，因此，连续电磁波波峰之间到达雷达的时间间隔变长，接收到的相位增加。通过计算来着目标序列间的相位变化，雷达能够获得目标的相对速度。

对于汽车应用来说，获得目标的相对距离和速度通常是不够的。为了做出正确的决策，例如紧急刹车，车辆还需要知道目标在三维( 3D )空间中的位置。如图 2.1 所示，汽车雷达测量目标 (P) 在球坐标系中的位置。 $+x$ 轴为视轴方向，通常垂直于雷达天线板。角度 $ψ$

$ψ$

图2.1 雷达测量球坐标系

2.2 汽车雷达结构

从最顶层看，一个基本的汽车雷达包括发射机、接收机和天线。图2.2给出了简化的单通道连续波雷达结构，这种结构适用于大多数的连续波雷达。根据不同的波形类型，雷达不同部分的实际硬件实现可能是不同的。在发射机 (Tx) 端，信号合成器(signal synthesizer)用于生成不同的波形。然后，生成的波形被发射天线进行放大和辐射，有一部分生成的信号馈入接收机，用作本振 (LO)。在接收机 (Rx) 端，接收天线接收来自目标的反射信号。接收到的信号首先在接收通道上经过一系列的放大和滤波处理。然后是一个正交下变频器(quadrature down converter)，它将处理后的信号与本振信号混频产生基带信号。下变频后，基带信号被ADC采样为数字信号进行进一步处理。

图 2.2 简化的单通道雷达架构

如前所述，由于波形不同，图2.2中的简化结构并不适用于所有类型的连续波雷达。例如，为了支持多通道，许多设计在发射机中增加了额外的调制，以帮助接收机分离来自不同发射机通道的信号。有些设计在发射通道中有移相器以支持波束形成。又例如，在接收端，正交下变频并不总是必要的，在某些情况下，单通道直接下变频也可以。

2.2.1 发射机

对于汽车雷达而言，其发射机对整个系统的灵敏度和距离分辨率起着重要作用，使用更高的发射功率和高增益天线可以改善信号并提高雷达在更远范围内检测较小目标的能力。此外，发射更宽的带宽(BW)可以提高雷达对近距离目标的辨别能力。然而，汽车雷达发射机使用的频带和最大发射功率也受到当局的高度管制。由于电磁波在现代技术中被广泛使用，特别是在电信(telecommunication)中。为了防止不同用户之间的干扰，电磁波的产生和传输受到国家法律的严格监管，并由国际机构国际电信联盟 (ITU) 协调。对于汽车雷达应用，全球有四个专用频段，包括 24GHz 和 77 GHz 频段。表 2.1 显示了当前汽车雷达可用的频段。

表2.1 汽车雷达频段

从24 - 24.25 GHz的250 MHz BW是保留的工业、科学和医疗 (ISM) 的预留频段，与有证和无证的运营商共享，由于它是一个共享频段，因此受到干扰的可能性很高。21- 26 GHz的5 GHz超宽带（UWB）对低发射功率的要求非常严格，这限制了其在短距离上的应用。大多数国家的当局已经分配了两个更高的频段，包括用于远程雷达 (LRR) 的76 - 77 GHz频段和用于短程雷达 (SRR) 的77 - 81 GHz频段。由于以下优点，这两个较高频段是汽车雷达的首选频段。首先，77 GHz的频段范围从76 - 81 GHz，带宽超过4 GHz，宽带宽提高了雷达的距离分辨率，使其能够区分距离很近的目标。随着频率的提高，波长变短，速度测量的分辨率和精度也得到了提高。此外，较短的波长还有助于减小汽车雷达的天线尺寸。由于77 GHz 频段专用于汽车雷达应用，该规定还允许在该频段内有更高的发射功率。工作在79 GHz的汽车雷达的授权最大有效各向同性辐射功率 (effective isotropic radiated power，EIRP) 为 55 dBm，最坏情况下的平均 EIRP 频谱密度低于 –3 dBm/MHz，而24 GHz频段的EIRP峰值限制为20 dBm。

信号合成器，也称为波形发生器，是汽车雷达最重要的部件之一。信号合成器能够为不同的应用生成各种类型的波形。图 2.3 显示了四种流行的波形示例。第一种波形是单音信号，它是多普勒雷达中使用的未调制正弦波。FMCW波形是一种线性调制信号，其频率随时间线性变化。步进频率连续波波形具有阶梯状的频率增减规律。频移键控波形具有交变频率。对于汽车雷达，FMCW 波形是目前使用最广泛的波形，因为它可以方便地通过锁相环(PLL)产生，并且从基带获取距离信息的效率很高。在本章中，FMCW波形将作为讨论的主要示例，尽管大部分原理也适用于其他波形。

图 2.3 不同类型的波形

2.2.2 接收机

接收机的主要目的是对接收到的回波进行相干下变频并获得基带信号。如图 2.2 所示，接收到的信号被分成两路，一个路与本振(LO)信号混合以获得基带的同相通道或者“I”通道，另一个路与移相90°的本振信号混合以获得基带的正交相位通道或“Q”通道。假设发射信号为 $f(t)$ ，则接收到的回波 $r(t)$ 可以写为：

$r(t)=A \cdot f\left(t-\delta_t\right)（2.2）$ 式中 $t$ 为时间， $\delta_t$ 为电磁波在雷达与目标之间往返的时间延迟， $A$ 为信号幅度。经过混频器后，基带信号 $r_b(t)$ 可以简单地表示为：

$r_b(t)=A \cdot f(t) \cdot f^*\left(t-\delta_t\right)（2.3）$ 符号 * 表示复信号的共轭。在接下来的章节中，FMCW波形将用于详细讨论公式（2.2）和（2.3）。

在现代汽车雷达中，基带信号的处理通常采用数字信号处理。因此，有必要将模拟基带信号转换为数字基带信号，模数转换中最基本的问题是选择合适的采样率，奈奎斯特采样定理提供了指导，这里不再讨论。

2.2.3 天线和天线阵列

在雷达系统中，天线或天线阵列对雷达的灵敏度和角度分辨率起着至关重要的作用。雷达系统中使用的天线种类繁多，对于汽车雷达，贴片天线由于其薄薄的外形和易于制造而被广泛使用。图2.4展示了贴片天线的两个示例。图2.4(a)是3单元串联馈电贴片天线，图2.4(b)是5单元串联馈电贴片天线。天线最重要的特性是其增益、波束宽度和旁瓣电平，天线远场辐射方向图 $\mathrm{P}(\theta, \phi)$ 通常用于描述天线在相对于天线视轴的方向 $(\theta, \phi)$ 上的辐射强度。

图 2.4 贴片天线示例 [5]

(a) 3 元件串联馈电贴片天线和 (b) 5 元件串联馈电贴片天线。

图2.5显示了图2.4(a)中3单元串联馈电贴片天线的远场辐射图。E（电场）平面对应于平行于电场的平面，电场平行于图2.4(a)中天线的垂直边缘，H（磁场）平面是与磁场平行的平面，磁场垂直于图2.4(a)中天线的垂直边缘，E平面半功率波束宽度(HPBW)为48.6°，H平面半功率波束宽度为81.5°。对于图2.4(b) 中的天线，由于其长度较长，增益较高，但E平面的半功率波束宽带较窄。

图 2.5 三元串联馈电贴片天线的模拟 H 面和 E 面方向图 [5]

除了流行的贴片天线，其他类型的天线，如基片集成波导天线和透镜天线，也广泛用于汽车雷达。表2.2列出了文献中的几种77 GHz薄型汽车雷达平面天线。

天线阵列是天线单元的集合。天线阵列使雷达能够找到目标相对雷达的角度。通过控制每个阵元的相位和幅度，阵列能够将主波束引导到感兴趣的角度，甚至形成多个波束。另一方面，阵列中null的方向也可以调整，它们可以用于抑制强干扰。图2.6显示了一个简单的八元线性阵列示例，假设阵列单元是各向同性辐射单元，该线性阵列的阵列因子可表示为[1]：

$\begin{aligned} &A F(\varphi)=\sum_{n=1}^N \omega_n \cdot e^{j k \psi_n(\varphi)} \&\psi_n(\varphi)=y_n \cdot \sin \varphi \end{aligned}\\\\（2.4 ）、（2.5）$ 其中 $N$ 是阵元数量， $k=2 \pi / \lambda$ 是波数。 $\lambda$ 是波长，是第 n 个阵元的位置， $\varphi$ 是方位角。 $\mathrm{W}_{\mathrm{n}}$ 是第 n 个阵元的权重，它对应于激励的性质，即相位和幅度。

考虑一个常见的情况，相邻阵元之间的间距 $\mathrm{d}=\lambda / 2$ ，(2.4)可以简化为：

$A F(\varphi)=\sum_{n=1}^N \omega_n \cdot e^{j(n-1) \pi \sin \varphi}(2.6)$ 在均匀激发下，

$\omega=\left[\omega_1, \omega_2, \ldots, \omega_8\right]=[1,1, \ldots, 1](2.7)$ 对应的阵列因子如图2.7所示，图中的主瓣指向 $0°$ ，副瓣电平约为-11dB。如果阵列的相位是调谐的，例如：

$\omega_n=e^{-j n \pi \sin \left(-20^{\circ}\right)}(2.8)$ 对应的阵列因子如图2.8所示，其中主瓣被引导到 $-20°$ 。更复杂的波束形成可以通过调谐每个阵元的相位和振幅来实现。图2.9所示的一个例子是式 (2.8) 中的权重乘以一个40 dB旁瓣电平的多尔夫-切比雪夫窗[20]。

图2.7 均匀激发的阵列因子

阵列因子假设阵元为各向同性辐射单元。对于具有真实辐射阵元的阵列，其完整辐射是阵列因子与阵列的辐射模式之间的乘法[1]。

$P_{\text {array }}(\varphi)=P(\varphi) \cdot A F(\varphi)(2.9)$

图2.8 权重为公式(2.8)的数组因子

【本期结束】

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