在電路中選擇運算放大器來執行某一特定功能時，輸出電流或負載能力是非常具有挑戰性的部分。運算放大器的大多數操作參數都會在數據表、典型性能圖或應用指南中明確地提供。設計者必須根據輸出電流來組合不同的參數，以滿足數據表中所規定的產品性能。不同半導體製造商，甚至同一家製造商所提供的裝置之間的輸出電流都存在很大的區別，這使運算放大器的設計和應用變得更複雜。本文將透過一些實例解釋如何用裝置的數據表來預測輸出電流，以幫助設計者確保自己所選擇的產品，在所有情況下都有足夠的負載驅動能力。
對工程師來說，最重要的考量或許是哪些因素會影響驅動能力？以及運算放大器的數據表如何規定輸出驅動能力？
輸出驅動能力是一系列內部和外部設定值或條件的函數。輸出級的偏置電流、驅動級別、架構和製程都屬於內部元素。一旦選擇了某個裝置來執行某一特定的功能，設計者就無法再改變這些影響輸出驅動能力的內部條件。大多數低功耗運算放大器的輸出驅動能力較差，其中一個主要原因就是它們的輸出級的偏置電流較小。另一方面，高速運算放大器通常設有較高的驅動能力，可滿足高速電路的低阻要求。高速運算放大器一般具有較高的電源電流，這也會提升輸出驅動能力。
傳統上，整合化PNP比NPN電晶體的性能差。在這樣的製程下，PNP輸出比NPN的β值要低，代表輸出驅動能力會不平衡。滿電源擺幅輸出的運算放大器通常會將電晶體的集電極作為輸出接腳，性能較差的PNP電晶體會導致輸出供電電流的能力比接收電流的能力差。對於非滿電源擺幅的裝置，情況恰好相反，由於大多數裝置使用發射級作為輸出，使得PNP電晶體影響接收電流的特性，令它們輸出接收電流的能力變差。還有，預估裝置的輸出電流能力時，裝置之間的性能波動也應在考慮範圍之內。因此設計者在根據‘典型的’數據表規格選擇裝置時，還必須考慮‘限值’和‘最小’規範，以確保所使用的每個裝置都具有足夠的驅動能力。
除上述的內部元素，一些外部元素也會影響驅動能力，包括：1. 個別供電電壓的輸出電壓預留範圍(電壓的差值相對於供電軌)；2. 輸入過驅動電壓；3. 總電源電壓；4. 直流與交流耦合負載；5. 結溫。
輸出驅動能力通常以輸出短路電流的形式顯現。此時，製造商指定輸出接地(在單電源的情況下為1/2電源電壓，被稱作‘Vs/2’)時所能供電的電流。製造商可能會提供兩個數值，一個代表供應電流的能力(通常前面會有‘+’)，另一個代表接收電流的能力(通常前面會有‘-’)。在負載上電壓擺幅很小的應用中，輸出級驅動器對相應的電源電壓(供電電流為V+，接收電流為V-)會有很大的電壓差，此時客戶能使用這一數字有效預測運算放大器性能。運算放大器會有很大負載，且該負載會被一個接近地(或在單電源情況下為Vs/2)的電壓驅動。如果放大級的負載是逐步變化的，能向負載提供的電流將與運算放大器數據表中‘輸出短路電流’所提供的電流值一致。一旦輸出開始跟著改變，將發生兩種情況︰a. 運算放大器的輸出電壓預留範圍減小；b. 運算放大器的輸入過驅動電壓減小。
由於a的原因，所能提供的輸出電流將減小，這也與運算放大器的設計有關，如b中所述，過驅動電壓的減小也會引起輸出電流的減小。
另一種更有用的規範電流能力的方法，是使用輸出電流和輸出電壓圖。圖1以美國國家半導體的LMH6642為例，顯示了該元件的輸出電流和輸出電壓。對大多數裝置來說，會有供電電流(圖1a)和接收電流(圖1b)這兩種情況的顯示。該圖可協助預估給定的輸出擺幅與運算放大器所能供應的電流。
圖1：LMH6642的輸出特性。
請注意，在圖1中，縱軸用‘V+與Vout之差值’與輸出供電電流能力對應，用‘Vout與V-之差值’與輸出接收電流能力對應。與輸出電壓相對於接地的表示方法相比，用這種方法表示數據能更容易的應用在單電源或雙電源操作。另一個原因則是由於電壓預留空間比總電源電壓對於輸出電流的影響要大得多，因此對於任何電源電壓，即使在數據表上找不到精確對應的條件，這種數據表示方法也能使設計者透過一組最接近的曲線來進行粗略的計算。
圖1能預測一個給定負載上的電壓擺幅。如果坐標軸為線性，設計者只需要在圖1的特性曲線上加上一條負載曲線，透過這兩條曲線的交點就能確定電壓擺幅。但如圖所示，在很多情況下，尤其當運算放大器是滿擺幅輸出時，兩條坐標軸都使用對數坐標，使得在電源電壓附近電流很小、輸出只有幾毫伏的情況下，曲線也能有較好的解析度。在對數坐標下，負載曲線將不容易畫出，因為它不再是一條簡單的直線。那麼如何才能預測一個給定負載的輸出擺幅呢？
如果設計師願意花些時間在裝置性能(圖1所示)和外部電路要求之間做一些相互作用來預測擺幅，就會得到一個十分精確的結果。我將利用一些實例說明如何進行這種預測。
圖2︰預測給定負載上的輸出電壓擺幅的實例。
參考圖2a的應用，其中LMH6642被用來驅動一個RL=100ohm並與Vs/2(1/2電源電壓)相連的負載。假設此情況下LMH6642的輸出被偏置在Vs/2或5V︰
問題是設計師能夠使用圖1中所示的LMH6642的數據來估計可能的最大輸出擺幅嗎？回答是肯定的。為了預估擺幅，要建出一張表格(表1)，它由輸出擺幅的初始估測值開始(第2列)，接著是估測值的一系列修正(比較第3列和第5列，結果由第6列顯示)。重複這一個過程，直到在所附設的條件下，裝置特性與負載要求一致，以便在第2列的底部得到了最後的結果，這樣就完成了對擺幅的估算。
表1︰透過相互作用預測圖2a的輸出擺幅(以LMH6642為例)。
因此，表1中的相互作用結果顯示，圖2a中的電路能在100ohm的負載上產生最高8.75V的電壓。轉換成峰值是7.5VPP {=(8.75-5)V x 2=7.5VPP}。
現在討論一個稍做變化的實例。考慮LMH6642的輸出負載不變，但訊號經過交流耦合的情況，如圖2b所示。預測輸出擺幅的方法與前面相同，但由於交流耦合負載只能‘看到’訊號的擺幅，輸出電壓的直流分量(偏置)被交流耦合電容阻擋，因此相互作用表中的一些項目(第3列)需要被修改。此外，還要注意交流耦合負載需要LMH6642的輸出所能接收和供電電流(與圖2a中只需要輸出供電電流的應用不同)。因此，選擇供電和接收電流特性中較小的一個數值，填入表2中的第5列︰
表2︰使用相互作用預測圖2b的輸出擺幅
表2中第2列的最終結果(9.6V)對應於交流耦合負載上9.2VPP {=(9.6-5)V*2=9.2Vpp}的輸出擺幅，如同預期，要比前面所討論的直流耦合負載實例中的值(7.5VPP)大，原因是沒有直流負載。
如何測量輸出特性？
運算放大器數據表中的輸出特性通常是用一些根據合理數量的單元計算得出的典型圖來表示。數據表中的圖可以說是屬於‘線性’工作區的，因為它們顯示的是閉環工作條件下的典型特性。當然，大多數運算放大器是在閉環條件下工作的，但是在某些特定的應用中，也需要在開環條件下工作。這代表著運算放大器不能像通常那樣，保持輸入端之間的電壓差為0。這是因為快速的輸入變化需要運算放大器的輸出在很短的時間內改變。也就是說，環路是開放的，同時輸出向最後值變化，在這段時間內，輸入端之間會有一個很大的電壓差。一旦達到最終的輸出值，輸入電壓差又會再次減小到非常接近0V(即輸出電壓除以運算放大器很大的開環增益)。
就如同前文所述，由於所採用的架構，一些運算放大器在‘開環’條件下能明顯地提供更高的電流。但是如果被用在維持一定量電壓擺幅的負載和穩定正常的閉環條件下，輸出電流能力必須被確定在很小的輸入過驅動電壓。輸入過驅動電壓要大於運算放大器輸入等級的輸入失調電壓，但是要注意也不能太大，否則會影響電流能力(這與運算放大器的架構有關)。
為了得到輸出特性圖，製造商會使用開環或閉環架構進行測量。只要遵循輸入過驅動電壓的要求，得到的結果是相同的。
圖3︰測量輸出特性。
如圖3a所示，在測量開環輸出電流時，待測設備(DUT)的輸出連接一個可變的電流源(或電流沉)發生器(Go)，並由雙電源供電。
只需在輸入端施加足夠的差動電壓，來克服輸入失調電壓並‘產生’輸出(對於輸出供電電流能力的測試，傾向正電源；對於輸出接收電流能力的測試，傾向負電源)。此電壓被稱之為‘輸入過驅動電壓’(VID)。大多數運算放大器需要大約20mV左右的輸入過驅動電壓來達到完全電流輸出能力。為了支援較小的輸出失真，在指定輸出電流時，輸入過驅動電壓應小於+/-20mV。在這些條件下，輸出電流源產生器可在適當範圍內掃描，並記錄每個掃描點的輸出電壓。
將輸出電壓(直接提出或是與對應的電源電壓之間的關係)與對應的產生器的輸出電流畫在圖上，就得到了輸出特性圖。如果允許電流源(沉)產生器提供一個足夠大的電流，最後得到的點輸出電壓會精確地等於V+和V-之和的1/2(在電源對稱的系統中就是地)。這一點對應的電流值就是數據表上的‘輸出短路電流’，大多數運算放大器的數據表中通常會提供這個數值。如圖1所示，輸出短路電流大約為100mA，與之相對應的縱軸坐標為5V(對於+/-5V的電源)。
圖3b中的設置與圖3a類似，也被用以測量輸出特性。兩種設置的差別在圖3b的電路中，DUT的迴路透過RF和RG閉合。為了測量一個給定VOUT下的輸出電流能力，需要設置適當的VIN來得到所需的VOUT。Go會一直增大直達到所需的輸入過驅動電壓(VID)(通常小於+/-20mV，並大於輸入失調電壓，其值可以透過VOUT的下降(ΔVOUT)測得)。RF和RG在數值已知情況下，輸入過驅動電壓(VID)與VOUT下降之間的關係為︰
VID=(VOUT/(1+RF/RG)，其中VOUT是因為Go增大而引起的變化
例如，當RF=10K、RG=1K時，如果Vin=-0.3V，則輸出將為3V。所需的20mV的輸入過驅動電壓對應則由Go的電流變化所引起的輸出電壓220mV{=20mV * (1+10)=220mV}的改變，或VOUT=2.78V。
值得注意的是，一些專門為低功耗應用所設計的高壓擺率的電壓迴授運算放大器，在前端使用了‘壓擺率增強’電路。這樣的運算放大器能夠節省功耗，並產生高速的大訊號輸出擺幅(換句話說就是高壓擺率)，如美國國家半導體的LM7171和LMH6657。
為了達到上述目的，大電壓輸入擺幅增加了向內部補償節點的電容所提供的電流，這一種電容通常是用來限制運算放大器壓擺率的。因此，這類裝置的壓擺率與輸入過驅動電壓相關。
下圖是LMH6657數據表中所顯示的壓擺率與輸入過驅動電壓的函數關係︰
圖4︰LMH6657的壓擺率與輸入過驅動電壓的關係反映出壓擺率的增強。
因此，在輸入過驅動電壓和輸出壓擺率較大的情況下，這類裝置的輸出電流能力也得到了提升。
圖5︰在兩個不同的輸入過驅動電壓下，LMH6657的輸出供電電流特性。
與常規的電壓迴授運算放大器相比，更需要正確地理解這類裝置的輸出特性。透過增大輸入過驅動電壓能夠得到額外的輸出驅動能力。但是，當進行在負載上維持穩態擺幅般失真很小的閉環工作時，卻需要很小的輸入過驅動電壓(前面已經提到過<+/-20mV)。在輸入很大的過驅動電壓條件下指定的輸出能力只能用於瞬態行為，此時輸出尚未達到最後值，一旦輸出達到最後值，輸入過驅動電壓就會下降到20mV以下。因此，當在重要的穩態輸出電流而不是瞬態行為的應用中，評估這類裝置的性能時，需要注意輸入過驅動條件。
電流迴授(CFB)運算放大器輸出特性的測量方法與上面所提出的方法十分相似。
圖6︰測量CFB運算放大器的輸出特性。
圖6顯示了進行這一測量時所使用的設置︰
CFB的架構是由一個位於正向和反向輸入端之間增益為1的緩衝器所構成的，電阻RG使電流能流過反向端。設置VIN的值大於輸入失調電壓，電流就會從反向輸入端流出，並且輸出會向正電源電壓V+增長(即會儘可能地靠近V+)。像前面所解釋的電壓迴授(VFB)運算放大器的情況一樣，電流發生器Go會對一系列適合DUT的電流值進行掃描，得到輸出供電電流能力與輸出電壓之間的關係。透過顛倒VIN的極性並將Go設置成向DUT的輸出管腳供應電流，就能夠確定接收電流能力。要注意的是，以CFB架構來說，輸入過驅動電壓對輸出特性的影響比VFB架構要小。
巨集模型
美國國家半導體已向客戶提供了可預測多種運算放大器參數的Pspice巨集模型，以LMH6642為例，圖7顯示了美國國家半導體Pspice巨集模型預測的輸出特性。
圖7︰採用Pspice巨集模型預測的LMH6642的輸出特性。
在建立Pspice巨集模型時，我們努力讓圖7中所顯示的模型曲線與圖1顯示的裝置特性相符合。但仔細觀察就會發現，圖7中的曲線與圖1中的典型特性曲線相比還是過於理想化。對於我們努力想要建構的模型參數來說，Pspice巨集模型只能提供‘有限的’精度。通常Pspice的輸出電流模型，沒有內建壓擺率增強特性的裝置中，過度輸入過驅動電壓會增強輸出驅動能力的效應。
只要運算放大器的巨集模型中包括了這一項行為，使用Pspice類比能夠直接快速地估算出一系列電阻負載上的輸出電壓擺幅(而不是像圖7中顯示的輸出能力)。在LMH6642圖1A所顯示的電路條件下工作，附錄B中所提示的Pspice類比文件是獲取電阻負載系列上最大電壓輸出擺幅的可行方法(掃描範圍為60-100ohm，步長為10ohm)。圖8顯示了Pspice所產生的結果圖。
圖8︰查驗畫面，顯示出如何從Pspice類比結果中讀取不同負載上的輸出電壓擺幅。
從這幅圖表中，設計者能夠直接讀取所指定的不同負載的輸出電壓擺幅，並畫出如圖9所示的擺幅與負載的關係圖。
圖9︰使用Pspice的LMH6642預測不同RL的輸出電壓擺幅。
對於一個100歐姆的負載，將Pspice所預測的9.48V的擺幅(如圖9所示)與前面的相互作用分析所預測的8.75V(如表1所示)擺幅進行比較。將Pspice的結果與數據表上的典型規格進行比較時，出現大約8%的差距是很普遍的情況。
本文小結
作者：Hooman Hashemi
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